1引言

在開關電源里，可把直流電壓從一個電平變換到另一個電平。諸如buck電路，boost電路以及buck－boost電路。但是，當要求把相當高的直流電壓變換到相當低的直流電壓時，常規變換技術的效率較低，特別是當變換器的工作頻率在1MHz以上時，開關損耗變得特別大。

圖1電路就是常規的buck（正激式）變換器。該變換器在正常工作期間，開關管S1導通，把輸入電壓和輸出電壓之差加在電感L1上，使電感L1中的電流增加，并對輸入電容CS充電；該電流又送至負載RL上。當開關S1關斷時，電感L1極性反向使二極管D1導通，然后，電流流經D1和L1，其幅度是逐漸下降的，直到S1再導通為止，又開始下一個工作周期。

圖2為常規的buckboost變換器，它用變壓器T把輸入及輸出電壓隔離開來。該變換器可使輸出電壓的幅值大于或小于其輸入電壓的幅值。此電路的缺點是開關管電流和二極管電流均比基本的buck或boost變換器的電流大。

本文所介紹的具有有源箝位的DC/DC功率變換器，可以在1MHz以上的開關頻率下，以零電壓諧振變換來工作。電路中，只需要一個磁芯兼作電感和變壓器。通過改變匝比，以獲得所需要的電壓。對其輸出特性的控制和普通的變換器拓撲一樣。用零電壓諧振變換和變壓器隔離技術，對磁芯無特殊要求。該電路控制部分采用脈寬調制技術（PWM），工作頻率高，效率也高，且輸入輸出隔離。

2電路結構說明

圖1常規的buck變換器電路

圖2常規的buck－boost變換器電路

圖3為本文重點介紹的具有有源箝位的DC/DC變換器電路。電路中采用了三只開關管S1、S2及S3，變壓器T，變壓器初級側和次級側的濾波電容分別為Ci和Cs。為分析方便，假定電容足夠大，電容電壓在整個開關周期內為恒定值；變壓器初次級繞組的耦合系數為1；開關管是理想的，即無功耗，并且能通過正反任一方向的電流。此外，在分析中，只考慮單輸出形式，要輸出幾種電壓，可以增加次級繞組。

通常是用普通的定時電路（未畫出）來控制三個開關管的工作。其控制波形如圖4所示。在工作時，有源箝位開關S1和同步開關S3由同一信號ug來驅動

圖3具有有源箝位的DC/DC變換器

圖4圖3電路工作波形圖中iLPM的峰峰值為

圖5S2導通電路狀態

圖6S1、S3導通電路狀態

(同時導通，同時截止),如圖4（a）波形所示。S2則用相反的信號來驅動。這樣，當S1及S3導通時，S2截止,反之亦然。因為假定S1、S2、S3均為理想開關管，即開通與關斷是瞬時完成的。實際上，開關時間在30ns～120ns之間，一般采用先關斷后開通的波形來驅動。

3電路工作狀態分析

圖5和圖6所示為圖3電路的兩種工作狀態。假定開始時該電路已處于穩態運行，如圖5所示，S2導通，變壓器初級繞組中的電流增加，給電容CP充電，而輸出電流Io完全由電容CS支持著。在圖6所示的狀態中，S1及S3導通。這就使貯存在電容CP和電感LP中的能量，從變壓器初級側傳遞到次級側負載。

S2的工作周期為T，占空比為D，導通間隔為工作周期的一部分，即DT。而S1及S3的導通時間間隔為T－DT=T（1－D）。在周期T內，初級繞組兩端電壓的平均值為零，即

(Ui－nUo)DT－nUo(1－D)T=0(1)

UiD=nUo(2)

D=nUo/Ui(3)

式中，n是變壓器的匝比。式（1）示于圖4（b）。同樣Cs中的平均電流也為零。當S2導通時，Cs供給負載電流Io。當S1及S3導通時，Cs充電，以補償S2導通時Cs輸出的能量。在理想情況下，可以認為Cs中的電流ICS基本上是矩形，如圖4（c）所示。當S2導通時，Cs輸入電流ICS和輸出端電流Io是幅值相等相位相反的,即

ICS=－Io(4)

在S1和S3導通期間，Cs的輸入電流ICS等于次級繞組中的電流Is和輸出電流Io之差，即

ICS=Is－Io(5)

因為電容CS上的平均電流為零，則有

－DIo＋(1－D)(IS－Io)=0(6)

次級繞組中的電流Is可表示為

Is=Io/（1－D）(7)

在S1及S3導通期間

ICS=Io/(1－D)－Io(8)

=Io·D/(1－D)(9)

將式（3）代入式（9）得

ICS=Io·nUo/（Ui－nUo）(10)

Cs中的輸入電流ICS示于圖4（c），輸出電流Io示于圖4（d），Is示于圖4（e）。

圖7CP與繞組并聯電路圖

依據線性疊加，變壓器初級繞組中的電流由三部分組成：第一部分是磁化電流ILpm，系S2導通時Ui在初級繞組兩端所加的電壓引起的，它與輸出電流無關；第二部分電流是在S1和S3導通期間，次級繞組的電流感應到初級繞組中的電流，用ILP1－3表示；第三部分電流是在S2導通期間，由輸入電流ILP2所產生的。

磁化電流由加在初級繞組上的電壓、繞組電感、開關周期T及占空比D決定。當S2導通時(11)

在S2導通期間，峰－峰磁化電流：(12)

在S1及S3導通期間的峰－峰電流可用同樣的方法求出(13)

在穩態條件下，式（12）與式（13）相等。

在S1和S3導通期間，負載電流在初級側產生的電流ILP1－3，可借用變壓器的匝比關系，把式（7）反射到初級側即得(14)

在S2導通期間，負載電流在初級側產生的電流ILP2可這樣來考慮：在S2導通期間，必定有輸入電流流通，以支持輸出電流，因為輸出能量等于輸入能量（理想變壓器），又因為瞬時功率等于電壓和電流之積，由式（3）可得（15）整理后得（16）

在S2導通期間，平均負載電流在初級側產生的電流等于輸入電流Ii（17）或（18）

初級繞組磁化電流ILPm的波形為三角形，如圖4（f）所示。由式（14）及（18）所示的負載電流波形分別示于圖4（g）和圖4（h），而合成的初級電流波形示于圖4（i）。由于初級繞組電感量較大，在整個開關周期內，即使S2關斷，ILP2基本上仍保持為恒定值。

如果沒有輸出電流，磁化電流的平均值為零。因此，當變壓器空載時，初級電流為正負峰峰等幅的波形。而獲得零電壓諧振開關，該磁化電流的峰－峰幅值，必須大于兩倍負載電流在初級繞組中所產生的電流。

這種串聯功率變換拓撲的特點在于：在正激變換電路中，只用了一只磁性元件，該磁性元件起兩個作用：一是作為電路中的電感器，二是作為隔離變壓器。另外一種類似電路如圖7所示。

　　這種電路結構和工作情況，基本上和圖3一樣，Cp只有當S1導通時，才能并接到初級繞組。圖7電路所產生的波形示于圖8。其工作狀態分別示于圖9和圖10。在圖9中S2導通，使初級繞組中的電流增加，而輸出電流完全由電容CS來提供。在圖10中S1和S3導通，CP上的電壓Ucp（是在S1及S3斷開時，Cp連續充放電所形成的），加在變壓器初級繞組上。

圖8電路工作波形

圖中iLpm的峰值為

圖9S2導通電路狀態

圖10S1、S2導通電路狀態

穩態時，初級電感上的電壓在一個開關周期內平均值為零

UiDT＋(－nUo)(1－D)T=0(19)

nUo(D－1)＋UiD=0(20)(21)

其波形示于圖8（b）。從式（9）和（21），可得（22）

Ics波形示于圖8（c）。輸出電流Io波形示于圖8（d），而次級電流Is波形示于圖8（e）。

在S2導通期間，磁化電流（23）

磁化電流的峰－峰值：（24）

同樣，在S1和S3導通期間，磁化電流的峰－峰幅值為：（25）

式（25）的波形示于圖8(f)。

式（7）所表示的電流反射到變壓器初級側，就導出式（14）。

在S2導通期間，由負載電流在初級側所產生的電流，可由式（21）導出（27）整理后可得（28）

在整個開關周期內，S2導通期間由負載電流在初級側所產生的電流等于輸入電流Ii（29）或（30）

式（30）的波形示于圖8（g）。

初級繞組磁化電流ILPm為三角波形，如圖8（f）所示。合成的初級電流波形如圖8（h）所示。

當輸出電流為零時，就和正激變換器的情況一樣，初級繞組中只有磁化電流，其平均值為零。圖7電路和圖3電路不同點是：圖3電路在S2關斷期間，初級繞組中無磁化電流，而在圖7電路中，即使在S2關斷期間，CP仍會提供一定的磁化電流。

4結語

圖3電路由于采用開關管S1作為有源箝位/恢復器件，使該電路具有如下優點：

（1）為使變壓器恢復，不需要附加恢復繞組，或附加有損耗的箝位器件。

（2）占空比比較高，允許輸入電壓范圍寬，或采用較高的匝比。

（3）由于匝比較高，初級上的電流應力和次級側上的電壓應力可大大減輕。

（4）存貯在寄生元件中的能量被傳輸到諧振槽路元件上，并循環進行，結果使電路效率提高，噪聲下降。

（5）由于開關電壓被箝位到一個可控制的電平上，器件應力減小了，就可采用低額的開關器件。

（6）可實施零電壓開關（ZVS），從而可工作在較高的頻率上并獲得較高的效率。

（7）在整個輸入電壓變化范圍內，開關管上的電壓應力相當恒定，這就為設計者提供了綜合考慮的余地。而在其他單端式電路中，由于開關電壓應力與輸入電壓成正比，不具有這個優點。

（8）由于采用了這種有源箝位技術，就有可能在次級側采用同步開關改善變壓器波形。