關于模數轉換器(ADC)前端設計，首先必須聲明：它是一門藝術。如果日常工作中不在實驗室動手操作，不注意放大器和變壓器(巴倫)的最新技術趨勢，那么前端設計，特別是高頻(>100MHz IF)下的前端設計可能非常困難。大部分設計人員都會把數據手冊或應用筆記的設計作為起點，但相對于設計人員真正要實現的目標，這些設計所提供的信息可能并不完整。這篇文章的意圖不是要給出一個關于高速ADC前端設計的“公式”，而是要說明，利用變壓器或放大器優化設計時有許多因素需要權衡。轉換器及其拓撲結構有許多類型，本文針對的是采樣速率為10MSPS或更高的緩沖型和無緩沖(開關電容)型高速流水線架構。前端是確定轉換器接收并采樣的信號或信息質量的關鍵部分。在設計中，如果對這最后一級重視不夠，則會對應用的性能產生不利影響。通過了解前端設計的權衡因素，設計人員可以采樣一些或所有這些方法來幫助開發基帶、帶通(即超奈奎斯特頻率)或寬帶轉換器應用的高性能前端。本文分為兩個部分，第一部分主要介紹基本理論和概念；第二部分，則會給出前端設計具體的設計指南。

了解前端要實現的目標

首先考慮轉換器前端設計需要實現哪些目標。這一點再怎么強調也不過分，因為許多設計欠缺這方面的考慮。大多數轉換器的選擇依據是采樣速率、全功率帶寬、功耗、數字輸出拓撲結構、通道數和其它相關特性是否適合特定應用。其中的大部分特性被認為是轉換器的額定限制。例如，如果采樣速率超過轉換器的最大采樣速率，則會對性能產生不利影響。因此，我們假設在所有情況下，轉換器均在時鐘規格和其它任何額定規格的范圍內工作，轉換器不是前端設計過程的限制因素。

選定ADC之后，就必須了解在系統設計規定的條件下，設計高性能前端時需要注意的基本要素。人們發現，對于所有轉換器前端設計，有七個參數至關重要，它們是：輸入阻抗、VSWR、通帶平坦度、帶寬、SNR、SFDR和輸入驅動電平。當設計人員權衡各種因素以優化設計時，這些參數可以起到指導作用。

輸入阻抗是設計或負載的額定特征阻抗。大多數情況下，它為50Ω。但在某些情況下，可能會呈現不同的設計。使用變壓器時，輸入阻抗負載指原邊的整個變壓器耦合網絡，包括轉換器。使用放大器時，阻抗負載僅指放大器的輸入端。放大器輸出與轉換器輸入之間的匹配以其它方式完成，通常包括抗混疊濾波器(AAF)。無論何種情況，都可以使用不同的特征阻抗負載，并且應當匹配。設計的帶寬越高，則這一特性越重要。

VSWR(電壓駐波比)是一個無量綱參數，反映的是在目標帶寬內，有多少功率被反射到負載中。此參數還與輸入驅動電平有關。如果網絡的VSWR較高(>1.5)，則實現轉換器滿量程所需的增益或驅動能力越高。同樣，設計的帶寬越高(損耗越多)，則這一特性越重要。

通帶平坦度通常指額定帶寬內容許的波動/紋波量。它可以是紋波效應或AAF濾波器的滾降特性。無論何種情況，這一參數通常用dB表示(通常是1dB的十分之幾），它對于在目標頻率范圍內設置整體系統增益十分重要，參見圖1。



圖1：輸入驅動電平/通帶平坦度/帶寬的定義

帶寬指系統所用的頻率起點與終點之差，可窄可寬。帶寬可以位于基帶(fsample/2)或者覆蓋轉換器的多個奈奎斯特區。

SNR(信噪比)要求由整體系統的噪聲電平設計決定。一般而言，前端設計的帶寬越高，則SNR性能越低，因為設計會連續采樣無用的寬帶噪聲。變壓器或放大器與轉換器之間通常采用AAF來實現最高的SNR性能。

SFDR(無雜散動態范圍)要求由整體系統的動態范圍決定。二次和三次諧波失真通常是系統的最大限制因素。務必認真了解其中之一或二者是如何引入的，如果超出轉換器本身的線性度，則動態范圍會嚴重受限。

輸入驅動電平與帶寬、輸入阻抗和VSWR特性有關。它設置特定應用所需的系統增益，并高度依賴于所選的前端器件，即變壓器、放大器和AAF，這使得驅動電平要求可能是最難滿足的要求之一。

由于需要滿足的參數如此之多，因此在展開新設計時，所有參數都會從不同方面影響設計。權衡各種因素有時會非常困難，令人不知所措。一種方法是使用電子表格或圖表，RADAR圖是一種很好的可視化工具，如圖2所示。在這類圖上，各參數都有其自己的軸。設計人員可以靈活地確定各參數的比例，并在各軸上建立一個窗口。當所有設計參數均得到滿足時，最靠近中心的設計將是最佳選擇。



圖2：RADAR圖示例

帶寬優先

開始新設計時，最先需要決定同時也是最重要的參數是帶寬。帶寬為設計指明方向，引導設計人員開辟通往成功之路。本質上有三類前端可供選擇：基帶型、帶通或超奈奎斯特(有時也稱為窄帶)型以及寬帶型，如圖3所示。具體選擇何種類型取決于應用。


圖3：基帶、帶通與寬帶

基帶設計要求的帶寬是從DC(或低MHz區)到轉換器的奈奎斯特頻率。用相對帶寬表示的話，這意味著大約100MHz或以下。這類設計可以采用放大器或變壓器(巴倫)。

帶通設計意味著只使用轉換器帶寬的一小部分，在高中頻時，只需要20-60MHz帶寬。例如，中心頻率可以低至100MHz。如今，大多數情況下的中心頻率位于140MHz、170MHz或190MHz。不過，市場顯示出向更高中頻發展的趨勢。本質上講，設計人員只需利用轉換器帶寬的一小部分就能完成工作。這種設計通常使用變壓器或巴倫。不過，如果較高頻率下的SFDR性能足夠，也可以使用放大器。

寬帶設計通常指需要全部帶寬的設計。轉換器能夠提供多少帶寬，用戶就會使用多少帶寬。在三種設計中，這種設計的帶寬最寬，因而是最具挑戰性的前端設計。這類應用的帶寬范圍為DC(或低MHz區)至+GHz區。此類設計常常采用寬帶巴倫。

在討論下一部分之前，筆者想就帶寬再多談幾點。注意，轉換器全功率帶寬與轉換器可用帶寬是兩個概念。全功率帶寬指基于數據手冊所述的額定分辨率和性能，轉換器精確采集信號所需的帶寬。它通常遠遠大于轉換器的可用帶寬(可能是后者的2倍)。設計應圍繞可用帶寬展開。所有設計都應當避免使用額定全功率帶寬的某一或全部最高頻率部分，否則動態性能(SNR/SFDR)會下降，并且變得高度不確定。要確定轉換器的可用帶寬，請參閱數據手冊或聯系應用支持。通常，數據手冊會規定能夠保證額定性能的頻率，甚至對此進行過生產測試。

高速轉換器類型

知道設計的帶寬之后，接下來就需要選擇轉換器。本質上有兩類高速轉換器可供選擇：緩沖型和無緩沖型(即開關電容型)。雖然有許多不同的轉換器可供選擇，但本文的所有應用都是針對流水線架構而言，因為這類轉換器采用高采樣速率，具有足夠的分辨率，并且功耗合理。

常用的CMOS開關電容型ADC無內置輸入緩沖器，因此其功耗比緩沖型低得多。外部前端直接連接到ADC內部的開關電容采樣保持(SHA)電路。這會帶來兩個問題。第一，它會在采樣與保持兩種模式之間切換，因此輸入阻抗隨著頻率和模式而變化。第二，來自內部采樣電容和網絡的電荷注入會將少量信號(與高頻成分混合，如圖4所示)反射回前端設計和輸入信號，這可能導致與轉換器模擬輸入端相連的無源元件發生建立錯誤。一般而言，當頻率較低時(<100MHz)，這類轉換器的輸入阻抗非常高(數千歐姆左右)；當差分頻率高于200MHz時，輸入阻抗滾降至大約200Ω。輸入阻抗的虛部或容性部分也是如此，低頻時的電容相當高，高頻時逐漸變小到大約1-2pF。與這種輸入結構匹配是一個極具挑戰性的設計問題，特別是當頻率高于100MHz時。





圖4：時域電荷注入（單端）與頻域電荷注入

這些輸入端務必采用差分結構，尤其是對于頻域設計。差分前端設計能夠更好地對電荷注入進行共模抑制，從而使設計不受影響。欲了解無緩沖轉換器的輸入阻抗，請參閱轉換器的數據手冊或網頁。它可能是在單獨的表格中或數據表中列出。如果沒有，請咨詢制造商。

緩沖輸入轉換器更容易設計，不利的一面主要是轉換器的功耗更高，因為必須特別設計緩沖器以便具有高線性度和低噪聲特性。輸入阻抗通常規定為固定差分R||C阻抗。它由一個晶體管級進行緩沖，同時該晶體管級以低阻抗驅動轉換過程，因此電荷注入尖峰和開關瞬變顯著降低。與開關電容ADC不同，輸入端接電阻在整個模擬輸入頻率范圍內幾乎無變化，因此驅動電路的設計容易得多。圖5為緩沖型和無緩沖型ADC的內部采樣保持電路的原理示意圖。



圖5：無緩沖型與緩沖型ADC

轉換器的選擇可能很難，如今的大部分設計都力求功耗更低，因此設計人員往往采用無緩沖型轉換器。 當高線性性能至關重要而功耗相對不重要時，通常使用緩沖型轉換器。應當注意，無論選擇何種轉換器，設計頻率越高，則前端設計越困難。單靠選擇緩沖型轉換器并不能解決所有問題。不過在某些情況下，它可能會降低設計復雜性。

放大器抑或變壓器？

知道帶寬和轉換器之后，下一步就應當選擇前端拓撲結構：放大器(有源)還是變壓器(無源)。二者各自的利弊說來話長，同時也取決于具體應用，不過希望下面的幾點說明有助于正本清源。放大器會增加前端設計的噪聲，并需要電源(消耗功率)。其好處是放大器不像變壓器一樣與增益帶寬相關，而且一般具有固定的輸入和輸出阻抗。通常來說，電壓增益型變壓器的可用帶寬比1:1型低得多。而對于放大器，當采用或需要更大增益時，帶寬只有略微降低。在通帶區域內，放大器一般具有更好的增益平坦度。變壓器則不然。變壓器屬無源器件，不增加噪聲，也不消耗功率。然而，變壓器可能存在對稱性挑戰，引起雜散問題。注意，變壓器遠非理想器件。如果使用不當，其寄生效應可能會降低任何設計的性能，特別是在較高頻率(+100MHz)時以及在電壓增益下使用時。

使用放大器而不是變壓器的主要理由是前者能夠獲得更好的通帶平坦度。如果這一特性對設計至關重要，則放大器產生的變化更小，在整個頻率范圍內通常為?0.1 dB。變壓器的響應起伏不定，如果必須使用并且平坦度很重要，則可能需要進行“精密調整”。放大器的另一個優勢是具有良好的驅動能力。變壓器不適合驅動PCB上的長走線，它主要用于與轉換器直接相連。如果系統要求將“驅動器/耦合器”放在遠處，或者放在不同的板上，那么強烈建議使用放大器。

直流耦合也可能是使用放大器的一個理由，因為變壓器本身是交流耦合的。雖然巴倫可以耦合直流，但不推薦使用巴倫，因為在鐵芯上提供偏置可能會改變其特性，導致前端性能下降。如果DC是應用所用頻譜的重要部分，那么目前可以考慮的一些放大器包括AD8138和ADA4937等。放大器還能提供動態隔離，大約30dB到40dB的反向隔離，以便抑制無緩沖型轉換器輸入端中的電流瞬變所引起的反沖毛刺。如果設計需要寬帶增益，那么放大器與ADC模擬輸入端的匹配優于變壓器。另一對需要權衡的特性是帶寬與噪聲。對于頻率高于150MHz的設計，變壓器能夠更好地保持SNR和SFDR性能。然而，在第一或第二奈奎斯特區，變壓器和放大器均可以使用。

選擇放大器的主要考慮因素總結如下

帶寬：如上所述，如果帶寬對新設計很重要，則應確保放大器具有充足的帶寬，而且它應高于設計實際需要的帶寬。這樣，放大器將能正確建立，從而解析轉換器要采樣的信號信息。如果前端設計的帶寬不足，放大器將無法正確建立，這將引起信號誤差。信號容許的放大器最小誤差量應由所選轉換器的分辨率決定。輸出信號擺幅也是前端設計的一個重要因素。它決定放大器是否能夠滿足轉換器的滿量程輸入范圍。高速轉換器的輸入范圍通常為2V峰峰值差分。大多數放大器能夠滿足這一范圍，但還有其它因素會限制放大器的選擇，如線性度和裕量等。務必查看數據手冊中的典型工作特性圖。對于無緩沖型轉換器，共模范圍非常重要。轉換器所需的共模范圍電平由半電源電壓(AVDD/2)設置。這些年來，轉換器電源電壓范圍已經降低，現在已難以找到共模電壓規格<1V的放大器。注意這是假設放大器與轉換器之間為直流耦合。如果應用為交流耦合，則共模范圍不再那么重要，但仍應予以考慮。還應注意，如果處理不當，共模范圍可能會限制放大器的輸出擺幅，導致轉換器削波或發生線性度問題(SFDR性能下降)。由于這類設計是在MHz區域，因此應選擇具有低噪聲和失真特性的放大器。務必查看典型工作特性圖，確定放大器是否能夠滿足整體系統性能要求。假設轉換器分辨率足夠高，轉換器將拾取放大器的所有噪聲和失真。如果放大器配置使用增益，則來自放大器的噪聲和失真會更糟糕。記住，放大器會放大其固有噪聲和失真產物，并將它反映在轉換器的性能上。選擇放大器時，還應考慮輸入和輸出阻抗。放大器可能只針對一定范圍的輸入或輸出阻抗進行了優化。如果設計超出此范圍，則可能會對轉換器的性能產生不利影響，例如噪底起伏不定等。請查看數據手冊，如果沒有直接給出該阻抗，請在數據手冊的特性測試結果中查找。這通常顯示在典型工作特性圖中。另外，您還可以就特定放大器咨詢制造商的應用支持部門。 最后應檢查放大器的電源電壓范圍。有些放大器沒有特別針對較低電源電壓而設計，在低電壓下不能保證線性。如果放大器的電源電壓范圍較寬，則裕量更充足，放大器的線性度更高。如今的新式放大器支持較低的單電源電壓。

相比于放大器，變壓器(巴倫)具有許多不同的特性。當設計選擇這種器件時，應考慮這些特性。電壓增益、阻抗比、帶寬和插入損耗、幅度和相位不平衡、回波損耗是其中的一些特性。其它要求可能包括電源額定值、配置類型(巴倫或變壓器等)和中心抽頭選項。變壓器設計并不總是簡單明了。例如，變壓器特性隨著頻率而改變，這會給預期蒙上陰影。有些變壓器對接地、布局布線和中心抽頭耦合敏感。不要完全以變壓器的數據手冊作為變壓器選擇的唯一基礎。經驗在這里能夠發揮巨大作用。

選擇變壓器的重要考慮因素總結如下

理想狀態下，信號增益等于變壓器的匝數比。雖然變壓器或巴倫中的電壓增益本身無噪聲，不過使用具有電壓增益的變壓器會放大信號噪聲。同時還可能嚴重影響帶寬。變壓器可以簡單地看作是具有標稱增益的寬頻帶通帶濾波器。因此，變壓器中的增益越大，則帶寬越低，增益平坦度特性的設計也越困難。變壓器的電壓增益可能變化很大，當不需要增益時，紋波和滾降會更顯著。如今，很難找到具有良好的GHz性能、阻抗比為1:4的變壓器?？傊?，用戶應保持警惕，如果打算使用1:4、1:8和1:16阻抗比的變壓器來改善或優化信號鏈最后一級的噪聲系數，則應考慮周詳，并在實驗室中進行驗證。 由于帶寬選擇和性能受到限制，因此其弊端很明顯，性能不會超過1:1或1:4阻抗比的設計。變壓器的插入損耗指規定頻率范圍內的損耗，是變壓器數據手冊中最常見的測量規格。回波損耗針對原邊而言，指變壓器副邊端接的有效阻抗不匹配。舉例來說，如果副邊匝數與原邊匝數之比的平方為4:1，當副邊端接阻抗為200Ω時，應該有50Ω的阻抗會反射到原邊端接。然而，這種關系并不準確，原邊上的反射阻抗會隨著頻率而改變，如下例所示。

首先，找出前端設計的中心頻率回波損耗。在此例中，我們使用110MHz。若為理想變壓器，則Zo值為50Ω，不過實際上并非如此。從公式3可看出，Zo值低于理想值。

回波損耗(RL) = -18.9 dB @ 110MHz = 20*log(50-Zo/50+Zo) 公式1

10^(-18.9/20) = (50-Zo/50+Zo) 公式2

Zo = 39.8 Ω 公式3

接著求解公式3得到的原邊Zo與副邊理想阻抗的比值。然后對原邊理想阻抗與實際副邊阻抗求同樣的比值。

Z(原邊反射阻抗)/Z(副邊理想阻抗) = Z(原邊理想阻抗)/Z(副邊反射阻抗) 公式4

39.8/200 = 50/X 公式5

求解X，

X = 251 Ω 公式6

一般來說，隨著阻抗比的上升，回波損耗的變化也隨之提高。利用變壓器或巴倫設計匹配前端時，應注意這一點。

就變壓器或巴倫而言，幅度和相位不平衡是最關鍵的性能特征。它們衡量各單端信號與理想值的偏差，幅度相等，相位相差180度。當設計要求高中頻(100MHz以上)時，設計人員可根據這兩項技術規格，了解向轉換器提供的信號線性度。一般而言，偏差越大，則性能下降幅度越大。起步時，一定要選擇那些將此信息公布在數據手冊中的變壓器或巴倫。如果數據手冊中不存在此信息，則很可能說明它不適合高頻應用。記住，隨著頻率增加，變壓器的非線性也同時增長，通常以相位不平衡為主，轉化為轉換器的偶次失真(主要是二次諧波失真)。如果預期雜散特性差得遠，不要急著責怪轉換器，應先檢查前端設計。

如果設計采用1:4或更高阻抗比的變壓器，應注意此參數在低頻時會變得更糟糕。這是因為與1:1阻抗比的變壓器相比，匝數加倍會使變壓器原邊與副邊之間的寄生參考差分變得更高。欲深入了解高頻相位和幅度不平衡如何影響變壓器或巴倫的線性度性能，請參閱參考文獻6。

在高頻下使用變壓器或巴倫時，為了應對二次諧波失真，可以嘗試級聯使用多個變壓器或巴倫。可以使用兩個變壓器(如圖6所示，某些情況下可以使用三個)，幫助在高頻率下更充分地將單端信號轉換為差分信號。其缺點是占空間，成本和插入損耗會提高。另一個建議是使用其它變壓器。市場上有更好的變壓器，例如，安倫公司(Anaren)有一項專利設計，它采用無芯拓撲結構，允許只采用單一器件實現千兆區域帶寬擴展，從而提供更高的平衡度，而其尺寸則小于標準鐵芯變壓器。



圖6：雙變壓器拓撲結構。

記住，并非所有制造商都使用同樣的方法來規定變壓器的性能，即使規格明顯類似，相同情況下變壓器的運行情況也可能不同。為前端設計選擇變壓器的最佳途徑是收集并了解考慮范圍內變壓器的所有規格，并索取制造商數據手冊中沒有說明的其它主要數據項。此外也可使用網絡分析儀來衡量變壓器的性能。

使用多個變壓器時，最后需要注意的一點是，布局起著重要作用，如圖7所示。為在高頻下保持最佳性能，附加變壓器的布局應盡可能對稱。否則，使用多個變壓器的前端設計可能毫無用處。



圖7：雙巴倫的對稱布局（上）與非對稱布局（下），配置的原理圖見圖6。