1引言

充電電源是直流電源系統的一個重要組成部分。目前，在國內市場上應用的充電電源主要有磁飽和充電機、晶閘管整流器和高頻開關充電電源等三類，其中前二者技術成熟，推廣應用的時間已久，使用面也很廣。但由于受控制技術和元器件特性的限制，仍存在許多不足之處，如體積龐大、笨重、效率低、可靠性差、系統紋波電壓大、不便于計算機監控等。

高頻開關技術是采用高頻功率半導體器件和脈寬調制（PWM）技術的新型功率變換技術。開關電源的逆變單元工作在高頻開關狀態。由于工作頻率高，電路中濾波電感及電容的體積可大大縮?。煌瑫r，高頻變壓器取代了工頻變壓器，則變壓器的體積減小、重量降低；另外,由于開關管高頻工作，功率損耗小，因而開關電源效率高。開關管一般采用PWM控制方式，穩壓穩流特性較佳。將高頻開關技術應用于充電電源，不但有利于充電電源的小型化和高效化，而且易于產生極性相反的高頻脈沖電流，從而實現蓄電池脈沖快速充電。本文運用高頻開關技術，設計了針對變電站直流系統的新型高頻開關充電電源。 2高頻開關充電電源主電路設計

高頻開關充電電源的主電路主要由輸入整流、輸入濾波、高頻逆變、輸出整流、輸出濾波等環節構成。按照高頻交流信號與輸出直流信號間的耦合方式不同，可將主電路中的直流變換器（DC/DC）分為隔離型和非隔離型兩大類。其中非隔離型DC/DC變換器又分為降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升降壓式(Buckboost、Cuk)等幾種電路結構，隔離型DC/DC變換器又可分為單端正激式(Forward)、單端反激式(Flyback)、推挽式(Pushpull)、半橋式(HalfBridge)、全橋式(Bridge)等電路形式[1]。

2.1主電路選取原則

首先設定充電設備的運行方式為設備與蓄電池組并聯連接于直流母線上，正常運行時，充電設備承擔經常性負荷，同時向蓄電池浮充電以補充其自放電的損失。

根據開關電源的結構特征，結合蓄電池的使用性能及其充放電特性，并考慮到直流系統運行電壓的要求，確立了以下高頻開關充電電源主電路的選取原則：

1)充電電源額定輸出電壓應為蓄電池組標稱電壓的1.5倍以上，額定輸出電流應大于蓄電池組的額定充放電容量，同時還要滿足直流系統正常運行時控制母線和合閘母線所需功率容量;

圖1半橋式高頻開關充電電源主電路

(a)充電電路(b)放電電路

圖2高頻開關充電電源控制系統框圖

2)輸出電流、電壓在一定范圍內連續可調，并具有較好的穩流、穩壓特性;

3)使用高頻變壓器以隔離電網;

4)變壓器線圈和磁芯利用率高、效率高;

5)輸入、輸出電流連續，以減輕輸入、輸出濾波任務，縮小裝置體積和降低對電網的損害;

6)具有較強的抗不平衡能力。

2.2主電路選型

依據上述選取原則，經過對各類型開關電源主電路的分析比較，作者選取由雙端半橋式DC/DC變換器構成的功率變換電路作為高頻開關充電電源的主電路形式，如圖1所示。

此電路中，EMI濾波器主要用于抑制交流電網與直流變換電路之間的高頻噪聲干擾。D1～D6構成三相橋式不可控整流電路，將380V交流電轉換為直流電，C0作濾波用，C1、C2、S1、S2、D01、D02構成半橋式DC/AC變換器，將直流電壓逆變為高頻交流方波電壓，并經高頻變壓器T送出。D7、D8、L、C3構成變壓器次級整流濾波環節。GB為蓄電池，S3為控制蓄電池放電的開關管，R為放電電阻。充電電壓V0與開關管S1、S2工作的占空比及變壓器次初級線圈匝數比成正比，即[2]V0=·VC0(1)

式中：tON為開關管在一周期內的導通時間；

T為開關周期。

因此，通過改變開關管的占空比就可調節輸出電壓。

充電時，S1、S2交替導通相等時段，以便產生等寬方波脈沖。放電時，關斷S1、S2，觸發S3導通，則蓄電池可通過電阻R放電，放電時間由S3導通時間決定。

半橋式高頻開關充電電源主電路的主要特點是：

1)輸出功率可達幾kW，可滿足蓄電池充電的要求。

2)只有兩只開關管進行功率變換，簡化了驅動電路設計（相對全橋式電路而言）。

3)高頻變壓器原邊繞組在方波脈沖的正負半周都工作，故繞組利用率高。 4)開關管截止期間承受電壓低，僅為輸入直流電壓值。

5)抗不平衡能力強。當開關管特性不一致或導通時間不一致時，不會引起“單向偏磁”現象，這是推挽式和橋式變換器都不具備的一個突出優點。

3高頻開關充電電源控制系統設計

3.1直流系統供電及蓄電池充電對控制系統的要求

1)在電網正常運行時，高頻開關充電電源向直流系統供電并給蓄電池浮充電，此時要求輸出電壓有良好的穩壓特性。

2)當蓄電池容量欠虧時，需進行補充充電，為提高充電速度，需采取恒流充電方式，此時則要求電源有良好的穩流特性。

3)能在一定范圍內實現對電流、電壓的連續調節。 4)各種充電方式能自動轉換。

5)蓄電池充滿時能自動停充。

6)能對電流、電壓、溫度等各種參數進行檢測以及作出判斷，并采取相應保護措施。

7)具有四遙功能，即要求在遠方設定參考值、測量充電電流和充電電壓，并且對系統運行方式進行遠方控制，還能實現對工作狀態和故障信號等的遠方采集。

3.2控制系統組成

如圖2所示，高頻開關充電電源的控制系統主要由取樣電路、信號變換電路、檢測保護電路、PWM信號生成電路和驅動電路等組成。取樣電路從主電路的輸出采集電流、電壓等信號，采樣信號與給定值進行比較后得到的差值信號經過誤差放大器進行放大，以便調整PWM信號生成電路的輸出信號脈寬。檢測保護電路通過檢測蓄電池的溫度、端電壓變化、出氣率以及輸入、輸出電路的過壓、過流等情況，使PWM生成電路改變輸出脈寬或終止脈沖輸出。驅動電路用于對PWM信號生成電路的輸出PWM信號進行功率放大，以滿足高頻開關管門(柵)極驅動要求，同時實現控制電路與主電路的隔離。

圖3逆變控制信號的形成原理

3.3逆變控制電路

逆變控制電路包括PWM脈沖形成電路及IGBT驅動電路。為了實現對直流系統的遙信、遙測、遙控和遙調，并且滿足高頻開關充電電源高頻變換控制的要求，本方案采用INTEL公司生產的87C196KC型單片機作為主控芯片。87C196KC軟硬件資源豐富，內含8路A/D轉換輸入通道和3路PWM信號輸出口，速度快、效率高、功能齊全[3]。它不僅能完全取代模擬控制器，方便地實現PID調節，而且可以通過改變軟件實現諸如自適應控制、智能控制等各種新型控制策略。此外，還可利用其通信接口與其他微機進行通信，便于實現遠方監控。

采用87C196KC型單片機，有兩種方法可以實現PWM控制信號的輸出：其一是通過PWM信號輸出口。此時，信號的最高開關頻率為31.25kHz（16M晶振），這樣開關電源實際能達到的開關頻率為15.625kHz。然而，高頻開關充電電源的開關頻率在20kHz以上，所以這種方法雖然軟件開銷小，卻不能滿足高頻開關電源對開關頻率的要求。另一種方法是采用高速輸出口HSO實現。HSO輸出的PWM信號頻率可調，但控制精度較低，而且軟件開銷很大。由上可知，87C196KC輸出的PWM信號都不適宜直接作為高頻開關充電電源的逆變控制信號，因此，本方案采用專用的集成PWM控制器SG3525產生PWM脈沖。其實現原理如圖3所示。

在圖3中，87C196KC的PWM0口作為模擬輸出接口（D/A轉換）。經CPU運算后得到的占空比控制信號由PWM0口輸出，并被轉換電路變換為直流電壓信號，然后再被加到集成PWM控制器（SG3525）的輸入端口上。集成控制器產生兩路相位相反的PWM信號，信號經驅動電路隔離放大后便可控制高頻開關管（IGBT）的通斷。

SG3525帶有軟啟動電路、基準電壓源、誤差放大器、PWM比較器、欠壓鎖定電路、輸出限流和關斷電路、輸出驅動電路等，驅動能力達到100mA。在本文的控制方案中，誤差放大器接為電壓跟隨器方式，閉環控制功能由單片機完成。

驅動電路采用EXB841集成芯片[4]。它采用單電源工作，內裝有高隔離電壓（2500V）的光電耦合器、過流檢測和過流保護低速切斷電路以及驅動電路，其信號延遲最大1.5μs，適用于在40kHz以下頻段工作。其額定工作電壓為25V，光耦合器輸入電流額定值10mA，顯然，SG3525的輸出信號可與之配合。光耦合器的輸出電流為4A，輸出電壓為0～20V，完全能滿足IGBT對柵極驅動信號的要求。

4結語

本文針對應用于變電站直流系統的新型高頻開關充電電源展開討論，主要介紹了其主電路和逆變控制電路。研究表明，半橋式高頻開關充電電源主電路抗不平衡能力強、變壓器利用率高、輸出功率較大、相應的驅動電路不太復雜，是高頻開關充電電源較為理想的主電路形式。以87C196KC型單片機和SG3525型集成PWM控制器為主構成的逆變控制電路響應速度快、控制精度高，具有比較優勢。由于采用87C196KC作為主控芯片，充電電源控制系統的各種監控功能齊備，完全能滿足變電站綜合自動化技術對直流系統性能的要求。