隨著無線手持設備、PDA以及其它便攜式電子產品的外形尺寸不斷縮小，其復雜程度也持續增加，設計工程師將要面對越來越多的問題，包括電池壽命、板載面積、發熱量及功率消耗。

　　當使用DC/DC轉換器時，效率是最主要的目標。許多設計需求都涉及到將確定的電池電壓轉換至某個較低的供電電壓。盡管線性穩壓器可實現此目標，但卻無法達到基于交換調節器（switching regulator）類設計的效率。本文將探討若干個設計人員在折衷解決方案尺寸、性能集成本所需面對的，最常見的問題。

　　大信號響應vs.小信號響應

　　開關變換器基于非常復雜的穩壓電路配置，以保持任意負載情況下的高效率?，F代的CPU核心電源需要穩壓器具有快速及順暢的大信號響應。例如，當處理器由閑置狀態轉換至全速運轉狀態時，核心所汲取的電流可非?？焖俚膹娜舾蓚€微安培（micro-amp）上升至兩百多個毫安培（milli-amp）。

　　隨著負載狀態的不斷改變，回路也快速的響應著最新的需求，以確保電壓處于穩壓限之內。負載改變的總量及速率決定了回路的響應應稱為大信號響應還是小信號響應。在此，我們基于某個狀態恒定的工作點定義小信號參數。因此，我們一般認定在恒定狀態點上下10%的變動稱為小信號改變。

　　在實踐中，誤差放大器具有轉換（slew）的限制而不用于控制回路，因為負載的瞬變所發生時間非常短，超出了誤差放大器的響應范圍，從而，輸出電容將抑制瞬變的電流直至電感電流能“趕上（catch up）”。

　　大信號響應可能臨時性的使回路脫離工作狀態。盡管如此，還是要求回路在進入或脫離大信號響應時必須平滑順暢?；芈返膸捲綄?，對于負載的瞬態響應程度就越快。

　　盡管穩壓回路在預期的小信號情況下可展示出足夠的增益及相位裕量，但開關變換器在線路或負載瞬變時仍可能出現不穩定及振蕩。在選擇外部元件時，電源設計者需要清楚地了解此類限制，否則，其設計將難于成功。

　　電感選擇

　　基本的壓降穩壓器如圖1所示，用于圖示說明電感的選擇。

　　對于絕大多數的TPS6220x應用，電感值可選在4.7μH至10μH的范圍內。該電感值是基于所期望的紋波電流而選取的。通常情況下，所推薦的工作紋波電流應低于平均電感電流的20%。高輸入輸出電壓（VIN 或 VOUT）同樣會增加了紋波電流，如下面的方程1所示。很明顯的，電感必須能處理此類峰值轉換電流，以避免核心電路的飽和狀態（意味著電感的能量損失）。

　　在以更高的輸出電壓紋波為代價時，小電感將導致更高的輸出電流轉換速率，從而改善轉換器對負載的瞬變響應。大電感則會降低紋波電流并降低線圈的磁滯損耗（magnetic hysteresis losses）。

　　總體的線圈損失可并入到損耗電阻（Rs）之中，在此把實際的電感看成損耗電阻與理想電感的串聯。從而簡化了等效電路，如圖2所示。

　　盡管Rs上的損失是頻率相關的，但直流阻抗（RDC）還是一直作為數據表中的規范參數進行定義。該阻抗取決于所采用的繞線材料或SMD（表面貼裝器件）電感的構建類型，并在室溫下通過簡單的電阻測量得到。

　　直流阻抗的大小對線圈溫度的升高有著直接的影響。因此，應極力避免超過額定電流的現象。

　　總體的線圈損耗同時包括了直流阻抗RDC的損耗以及取決于頻率變化的損耗分量：

　　線圈材料損耗（磁滯損耗、渦流［eddy-current］損耗）

　　電感附帶的趨膚效應損耗（高頻電流轉換）

　　鄰近線圈的磁場損耗（鄰近效應）

　　輻射損失

　　上述所有的損失分量都可歸結于串聯的損耗電阻（Rs）。損耗電阻主要用于定義電感的品質。但不足的是，數學上定義的損耗電阻Rs與實際并不相符。因此，電感通常需要采用阻抗分析儀進行整個頻帶的測量。該測量可給出獨立的分量XL（f）、Rs（f） 以及 Z（f）。

　　感應線圈的電抗（XL）與總體電阻（Rs）的比值通常稱為品質因數Q，如方程2所示。品質因數定義了電感的品質特性。損耗越大，則電感作為儲能單元的效果也就越差。 圖3a及3b所示的品質-頻率曲線圖有助于為特定應用挑選最優的電感架構。如圖的測量結果所示，工作頻率內損失最小的點（即Q值最高點）定義為品質的轉折點。如果電感被用于更高的頻率，則損失將急劇增加（Q值下降）。

　　設計優良的電感僅會降低較小百分比的效率。不同的核心材料及形狀也將改變電感的尺寸/電流以及價格/電流的關系。具有防護層的鐵酸鹽電感更小，且能量輻射也更低。該選用那種類型的電感通常取決于價格vs.尺寸的需求以及可能的任意輻射場/電磁干擾需求。

　　4.7-μH繞線式電感，RDC=240mΩ / ISAT=700mA

　　輸出電容

　　免除輸出電容可節省成本及板載面積。對輸出電容選擇的基本因素是基于紋波電流、紋波電壓以及回路穩定性的考慮。

　　輸出電容的等效串聯電阻（ESR）以及電感值直接影響到輸出的紋波電壓。輸出紋波電壓可基于電感的紋波電流（ΔIL）及輸出電容的等效串聯電阻（ESR）輕松估算得出。

　　因此，應選擇等效串聯電阻盡可能低的電容。例如，X5R/X7R 工藝制造的4.7μF ~10μF電容標示的等效串聯電阻值在10 mΩ范圍內。更小的電容可適用于小負載（或是應用于對紋波不敏感的應用）。

　　德州儀器控制回路的架構允許用戶自行選定輸出電容并對控制回路進行補償以優化瞬態響應及回路穩定性。當然，內置的補償在規定工作狀態下可實現最優化的運作，并且該補償對輸出電容特性極為敏感。

　　TPS6220x系列步降轉換器具有內置的環路補償。外部的L-C濾波器的選定需要配合內置的補償，對于此類器件，內置補償針對LC濾波器（采用了10μH電感及10μF輸出電容）16kHz的轉降頻率（corner frequency）做了優化。根據經驗的公式，在選擇不同的輸出濾波器時，L*C的乘積不應偏移太大的范圍。特別是對于選定更小電感及更小的電容值時，小偏移更為重要，否則將導致轉降頻率向高頻漂移。

　　應用中，在負載瞬變及P-MOSFET開啟的時間差期間，輸出電容必須滿足負載的所有電流需求。由輸出電容支持的輸出電流將引起跨越等效串聯電阻兩端的電壓降，從而使輸出電壓降低。而等效串聯電阻越低，當輸出電容供給負載電流時的所產生的電壓損失也就越小。為了最小化解決方案尺寸，并改善TPS62200轉換器的負載瞬變行為，推薦采用4.7μH電感及22μF輸出電感工作。

　　圖5a/5b為 TPS62204負載瞬變性能vs L-C濾波器，結合3.6V輸入電壓/1.6V定值輸出電壓。