在火力發電廠的鍋爐運行中，一次風煤粉的準確測量對鍋爐的安全經濟運行起著重要的作用。缺乏可靠的一次風煤粉濃度的監測手段，鍋爐極易發生火焰中心偏斜、燃燒不穩等情況，從而導致鍋爐局部結焦、高溫腐蝕，鍋爐熱效率下降，嚴重時直接引起鍋爐滅火事故[1-3]。煤粉顆粒在一次風中的運動過程是非常復雜的氣固兩相流動，煤粉濃度的測量一直是工程上的前沿問題之一，也是工程技術人員致力解決的難題[2,4]。因此，研究一次風煤粉濃度測量技術，尋求適合電廠鍋爐在線測量煤粉濃度的方法，有著十分重要的意義。從已經發表的文獻來看^[5],應用計算機對煤粉鍋爐風粉系統進行在線監測的技術改造已經非常普遍，在監測對象和流量測量方式上各有特色，但是主要集中在各個支路的風量的準確測量和監測系統的數字化，對煤粉濃度準確測量和煤粉濃度在線測量系統的研究開發比較少。
    本文將電力電子技術與計算機控制技術相結合，設計了一種超聲波收發裝置的測量系統。該裝置的發射電路以型號為TMS320F2812的DSP為核心控制芯片，采用單相全橋逆變電路,發射端的頻率可以精確控制，采用Boost升壓電路使發射端的驅動電壓靈活可調，接收電路使用四階有源模擬濾波器,抗干擾能力強。
1 測量原理
    聲速法是利用不同固相濃度條件下具有不同聲速來完成相濃度測量。與現有的各種方法相比，它具有一些特殊的優點，如測量結果與固相成分、顆粒的粒度分布以及當地流速無關；自清潔作用可防止傳感器污染；沒有堵塞問題等。

2 超聲波收發裝置的總體結構
    超聲波發射與接收電路的硬件框圖如圖1所示。DSP芯片TMS320F2812是整個系統的核心控制部件，用來產生40 kHz的超聲波信號源，并控制相應的電路對所發出的超聲波形進行調節控制，超聲波接收傳感器接收到的信號被放大器放大后，經過四階有源帶通濾波器，使接收的信號更加穩定可靠。

    發射電路的功能是在外接的壓電式超聲傳感器上施加40 kHz的交流電壓，進而發射出超聲波；接收電路的功能是對壓電式傳感器輸出的微弱感應電動勢進行調理輸出。
3 超聲波發射裝置
    發射電路由單相全橋逆變電路和Boost電路組成，整體由DSP芯片進行控制。單相全橋逆變電路使發射頻率可以精確控制,Boost電路使得驅動傳感器的電壓靈活可調。
    圖2為單相全橋硬件電路設計圖，圖中Q1～Q4選用的是MOSFET管 IRF630,它能承受200 V電壓，25℃時承受電流9.0 A，90℃時承受電流5.7 A，滿足設計要求，柵極和源極之間的驅動電壓在10 V～20 V之間，而且其關斷與開通電壓的時間都在17 ns左右,相比設計中超聲波的周期25 μs(頻率40 kHz)已經足夠快了，能夠滿足設計要求。這四只管子構成了單相全橋電路的兩個橋臂，當開關Q1、Q4閉合，Q2、Q3斷開時單相全橋之間有一個回路，此時的輸出電壓Uo為+Ud；當開關Q2、Q3閉合，Q1、Q4斷開時，單相全橋電路之間又出現一個回路，此時的輸出電壓Uo為-Ud，這樣就把直流電變成了交流電，改變兩組開關的切換頻率，即可改變輸出交流電的頻率；改變橋臂兩端的電壓就可以改變輸出交流電壓的峰峰值的大小，基于這樣的原理就可以產生所需要的超聲波傳感器發生端所需要的交流電[6]。

　 為了增強DSP芯片GPIO口的驅動能力，防止后面電路的電壓或電流對DSP芯片造成損壞，在連接驅動電路時給驅動芯片的接口加上一個非門74LS04。驅動芯片選擇IR2103來實現，電源電壓為+12 V的電壓，自舉電容為0.01 μF。
    為了防止同一橋臂的上下兩個管子同時導通造成短路現象，在DSP芯片里面設置了死區時間，PWM1和PWM2是帶有死區時間且互補的兩路PWM信號，頻率為40 kHz。
    圖2中的單相全橋橋臂兩端的電壓Ud由Boost電路提供，Boost電路硬件電路圖如圖3所示。

    當開關管Q導通時，二極管接Ui的負極，承受反壓而截止。電容C向負載R供電，極性上正下負。電源電壓Ui全部加到電感兩端UL=Ui，在該電壓的作用下電感

    由式(8)可知Dc是一個小于1的數，因此輸出電壓與輸入電壓的比值始終大于等于1,即輸出電壓高于輸入電壓，在電源輸入電壓Ui不變的情況下，輸出電壓Uo隨著PWM波形占空比的變化而變化。
    圖3中的PWM驅動信號和圖2中的原理一樣，二極管D選用快恢復的肖特基二極管IN4148，為了使電感上的電流連續，紋波在1%，并考慮一定的裕量，這里選擇鐵氧體材質的功率電感150 μH，考慮到紋波以及電壓大小容量的問題,電容選擇兩個47 μF耐壓值為100 V的電容并聯，為了防止電阻兩端的電壓過高時電阻燒壞，選擇功率為2 W的1 kΩ電阻。
4 超聲波接收裝置
    接收電路的作用就是將接收換能器輸出的微小電信號經過充分放大而得到足夠大的信號，以便處理器能夠識別處理。發射接收電路的原始接收信號數量級為毫伏甚至微伏。如圖4所示，在電路中采用以TLC2272為核心的放大電路，TLC2272是單芯片雙運放放大器，與其他CMOS型放大器相比，具有高輸入阻抗、低噪聲、低輸入偏置電流、低功耗的優點，并且具有軌對軌的輸出特性，因此其動態應用范圍大，可以提供2 MHz的帶寬和3 V/μs的擺率。如圖4所示，R1是作為接收時的匹配電阻，該電阻阻值影響放大后正弦波的波形質量，其放大倍數由R3與R2的比值決定。

    超聲波傳感器接收到的微弱信號經過放大器放大后，為了提高信噪比，通常要對信號進行濾波處理。本接收電路采用MAX275有源帶通濾波器來實現濾波功能，減小溫漂、零漂和直流偏置，提高信噪比，從而滿足接收電路高精度和高穩定性的要求。
    為獲得阻帶內的最大衰減，提高Q值，采用四階濾波器設計，可通過將MAX275內部的兩個二階濾波器級聯實現，即A部分的輸出接B部分的輸入，電路圖如圖5所示。更為方便的設計方法是使用MAXIM274/275有源濾波器設計軟件(在MAXIM網站上可免費下載)，根據濾波器的性能指標，如中心頻率f0、帶內最大衰減、阻帶內最小衰減、通帶寬度、阻帶寬度、Q值等，軟件就會執行相關命令，程序會分析結果，自動裝入數據，并顯示各級的實際連接框圖和外接電阻的阻值，該帶通濾波電路的中心頻率為40 kHz，Q值為10，帶通增益為8 dB。

5 系統軟件設計
    該軟件的設計主要是完成以下兩個功能：完成單相全橋逆變器的控制，使之能夠產生40 kHz的超聲波傳感器的驅動交流電；通過外部中斷控制Boost電路中開關管的占空比，實現超聲波驅動電壓的可調。
    圖6為40 kHz的超聲波發生程序流程圖，首先配置相應系統寄存器，通過計數寄存器的值與設定比較寄存的值相比較，當兩者相等時GP定時器產生下溢中斷，波形完成一次跳變，這樣如此循環即可產生40 kHz的超聲波；圖7為改變Boost電路兩端電壓的程序流程圖，首先在主程序最前面進行外部中斷函數的申明，完成相應寄存器的配置，設定下降沿有效，當接收到下降沿信號時，改變相應寄存器的值，使得控制Boost電路中開關管的占空比發生改變，完成調壓功能。

6 實驗與結論
    利用所設計的原理樣機在試驗室進行實驗得到如圖8所示的波形，樣機的預定指標為：發射端驅動傳感器電壓的峰峰值>36 V；接收端可以檢測到峰峰值>2 V的電壓。

    圖8(a)為全橋逆變電路中通過DSP內部軟件程序的編寫，實現的死區控制的驅動波形，死區時間設定為0.8 μs；圖8(b)為發射端的驅動傳感器的波形，頻率為40 kHz，峰峰值為51.3 V；圖8(c)為接收端未經過處理的波形，電壓峰峰值為226.1 mV；圖8(d)為接收端經過處理的波形，電壓峰峰值為9.9 V。
    最終的結果都達到了預期的目標，實現了相應的功能，且長時間工作電路中所有元件均無過熱現象。
參考文獻
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[6] 王兆安，黃俊． 電力電子技術[M]． 北京：機械工業出版社，2007．