引言
    低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用于工業和民用領域。特別是新能源的開發利用，例如太陽能電池的普遍使用，需要一個逆變系統將太陽能電池輸出的直流電壓變換為220V、50Hz交流電壓，以便于使用。本文給出了一種用單片機控制的正弦波輸出逆變電源的設計，它以12V直流電源作為輸入，輸出220V、50Hz、0~150W的正弦波交流電，以滿足大部分常規小電器的供電需求。該電源采用推挽升壓和全橋逆變兩級變換，前后級之間完全隔離。在控制電路上，前級推挽升壓電路采用SG3525芯片控制，采樣變壓器繞組電壓做閉環反饋；逆變部分采用單片機數字化SPWM控制方式，采樣直流母線電壓做電壓前饋控制，同時采樣電流做反饋控制；在保護上，具有輸入過、欠壓保護，輸出過載、短路保護，過熱保護等多重保護功能電路，增強了該電源的可靠性和安全性。

    該電源可以在輸人電壓從10．5V到15V變化范圍內，輸出220V±10V的正弦波交流電壓，頻率50Hz±O．5Hz，直流分量

l 主電路
    逆變電源主電路采用推挽升壓和全橋逆變兩級變換。
 

    輸入電壓一端接在變壓器原邊的中間抽頭，另一端接在開關管S1及S2的中點?？刂芐1及S2輪流導通，在變壓器原邊形成高頻的交流電壓，經過變壓器升壓、整流和濾波在電容C1上得到約370 V直流電壓。對S3～S6組成的逆變橋采用正弦脈寬調制，逆變輸出電壓經過電感L、電容C2濾波后，最終在負載上得到220 V、50 Hz的正弦波交流電。采用高頻變壓器實現前后級之間的隔離，有利于提高系統的安全性。

    輸入電壓10．5～15 V，輸入最大電流15 A，考慮一倍的余量，推挽電路開關管S1及S2耐壓不小于30 V，正向電流不小于30 A，選用IRFZ48N。

    升壓高頻變壓器的設計應滿足在輸入電壓最低時，副邊電壓經整流后不小于逆變部分所需要的最低電壓350 V，同時輸入電壓最高時，副邊電壓不能過高，以免損壞元器件。同時也必須考慮繞線上的電壓降和發熱問題。選EE型鐵氧體磁芯，原副邊繞組為7匝：300匝。關于高頻變壓器的設計可以參考文獻。

    變壓器副邊輸出整流橋由4個HER307組成．濾波電容選用68μF、450 V電解電容。

    根據輸出功率的要求，輸出電流有效值為0 6～O.7 A，考慮一定的電壓和電流余量，逆變橋中的S3～S6選用IRF840。逆變部分采用單極性SPWM控制方式，開關頻率fs=16 kHz。    

    濾波電感電容LC≈2．5×10-3，可選取L=5 mH，C=4．7μF。濾波電感L選用內徑20 mm，外徑40 mm的環形鐵粉芯磁芯，繞線采用直徑O．4 mm的漆包線2股并繞，匝數180匝。

2 數字化SPWM控制方法
    該逆變電源的控制電路也分為兩部分。前級推挽升壓電路由PWM專用芯片SG3525控制，采樣變壓器繞組電壓實現電壓閉環反饋控制。后級逆變電路由單片機PICl6C73控制，采樣母線電壓實現電壓前饋控制。前級控制方法比較簡單，在這里主要介紹后級單片機的數字化SPWM控制方式。

2.l 正弦脈寬調制SPWM
    正弦脈寬調制SPWM技術具有線性調壓、抑制諧波等優點，是目前應用最為廣泛的脈寬調制技術．一般用三角波μc作為載波信號，正弦波ug=UgmSin2πfgt作為調制信號，根據μ和μg的交點得到一系列脈寬按正弦規律變化的脈沖信號。則可以定義調制比m=Ugm／Ucm，頻率比K=fc／fa=Tg／Tco。

    正弦脈寬調制可以分為單極性SPWM和雙極性SPWM。雙極性SPWM的載波為正負半周都有的對稱三角波，輸出電壓為正負交替的方波序列而沒有零電平，因此可以應用于半橋和全橋電路。實際中應選擇頻率比K為奇數，使得輸出電壓μo具有奇函數對稱和半波對稱的性質，μc無偶次諧波。但是輸出電壓μc中含有比較嚴重的n=K次中心諧波以及n=jk±6次邊頻諧波。其控制信號為相位互補的兩列脈沖信號。

    單極性SPWM的載波為單極性的不對稱三角波，輸出電壓也是單極性的方波。因為輸出電壓中包含零電平，因此，單極性SPWM只能應用于全橋逆變電路。由于其載波本身就具有奇函數對稱和半波對稱特性，無論頻率比K取奇數還是偶數輸出電壓Uo都沒有偶次諧波。輸出電壓的單極性特性使得uo不含有n=k次中心諧波和邊頻諧波，但卻有少量的低頻諧波分量。單極性SPWM的控制信號為一組高頻(載波頻率fe)脈沖和一組低頻(調制頻率fk)脈沖，每組的兩列脈沖相位互補。   

2．2 PIC單片機的軟件實現
    PICl6C73是Microchip公司的一款中檔單片機，它功能強大而又價格低廉。PICl6C73內部有兩個CCP(Capture、Compare、PWM)模塊，當它工作在PwM模式下，CCP x引腳就可以輸出占空比10位分辨率可調的方波。

    TMR2在計數過程中將同步進行兩次比較：TMR2和CCPRxH比較一致將使CCPX引腳輸出低電平；TMR2和PR2比較一致將使CCPx引腳輸出高電平，同時將TMR2清O，并讀入下一個CCPRxH值，如圖3所示。因此，設定CCPRxH值就可以設定占空比，設定PR2值就可以設定脈沖周期。

    在本設計中，全橋逆變器采用單極性SPWM調制方式。CCP1模塊用來產生高頻脈沖，CCP2模塊用來產牛低頻脈沖。選擇16M晶振，根據脈沖周期Tc=[(PR2)+l]×4×4*Tosc和頻率比k=Tg／Tc,可以取PR2=249，k=320，則有Tg=20 ms，高頻脈沖序列每一一個周期中包含：320個脈沖。設調制比m=0．92，將，t=TgN／320代入式(2)，聯立式(3)可以得到產生高頻脈沖所需要的CCP1H的取值，第0～79個脈沖為

    CCP1H=230sin(πN/160)    （4）
式中：N為O→79。
    考慮到正弦波的對稱性，可以得到第80～159個脈沖為
    CCP1H=230sin[π×(80—N)／160] (5)
根據脈沖的互補性，可以得到第160～239個脈沖為
    CCP1H=250—230sin(πN／160) (6)
第240～319個脈沖為
    CCP1H=250—230Sin[π×(80一N)／160](7)
    因此，在程序中存儲表格230sin(πN／160)，N∈[0，79]就可以得到整個周期320個高頻脈沖的CCP．H值。第O～79點，CCP1H為正向查表取值；第80～159點，CCP1H為反向查表取值；第160～239點CCP1H為計數周期減去正向查表值；第240~319點CCP1H為計數周期減去反向查表值。

    對于低頻脈沖，前半個周期可以看成由占空比始終為1的高頻脈沖組成，后半個周期看成由占空比始終為0的高頻脈沖組成，因此，第O～159個脈沖，CCP2H=250，第160～319個脈沖，CCP2H=O。

3 實驗結果
     實驗中，輸入電壓變化范圍為10．5~15 V，輸出濾波電感5．3mH，濾波電容8μF，從空載到150W負載狀態下都可以輸出(220±10V)、50Hz的正弦波交流電壓。

4 結語
    本文詳細分析了一種正弦波輸出的逆變電源的設計，以及基于單片機的數字化SPWM控制的實現方法。數字化SPWM控制靈活，電路結構簡單，控制的核心部分在軟件中，有利于保護知識產權。