隨著便攜式電子設備的廣泛使用，系統集成度越來越高。對于數/?；旌系钠舷到y中，數字電路對模擬電路的干擾加大，因此模擬電路與數字電路需要施加獨立電源，以減小數/模混合帶來的相互干擾以及動態調整功耗。全集成型LDO線性穩壓器可以用來為系統中各子模塊單獨供電，具有抑制電源噪聲，減小干擾，同時消除鍵合線電感引入的瞬態脈沖的優點，此外還可以減小片外器件和芯片引腳，所以全集成型LDO線性穩壓器成為片上系統(SoC)型集成電路中不可或缺的模塊。由于LDO的負載電流變化大，且調整管尺寸較大，為滿足LDO的穩定性要求，必須對LDO進行頻率補償。傳統方法是利用負載電容的ESR進行補償，但是，全集成型LDO不允許使用片外電容，因此設計一個不需片外電容，穩定，響應速度快的LDO是面臨的主要挑戰。
1 LDO原理與頻率補償
LDO線性穩壓器的傳統電路結構如圖1所示，由誤差放大器，緩沖器，調整管M0，分壓電阻RF1，RF2，以及片外濾波電容C0和其寄生的等效串聯電阻RESR組成。片外電容C0和RESR組成的零點用來抵消LDO中第2個極點，從而達到環路穩定。當沒有片外電容補償時，由于輸出負載電流變化大，LDO的輸出極點變化大，環路穩定性設計變得困難。Leung提出了衰減系數控制頻率補償法(Damping Factor Control Compen-sation，DFC)和引入零點補償，在穩定性，響應時間方面具有較好的特性。Milliken采用在調整管的輸入端和輸出端之間加入一個微分器，將調整管輸入節點和輸出節點的2個極點分離，從而在只使用片內電容時依然保持穩定。Kwok使用動態密勒電容補償技術，通過串聯一個在線性區工作的PMOS管作為動態可調電阻，在誤差放大器的輸出端引入一個動態零點抵消LDO的輸出極點，實現系統穩定。本文中則采用在負載端引入零點，補償誤差放大器輸出極點的方法，避免了為補償LDO輸出極點，而需要大電容和動態調整電阻的要求，且減小了需要的補償電容值，降低了芯片面積。
2 電路設計
圖2為所設計的LDO線性穩壓器電路，誤差放大器為折疊式共源共柵結構，由M1～M14組成，M0為輸出調整管，反饋網絡由RF1，RF2和CF1組成，電容Cc為誤差放大器的補償電容。
圖2中電阻電容反饋網絡的傳輸函數為：
這種反饋網絡產生了一個零點zf和一個較高的極點pf，設置極點pf大于單位增益頻率，即RF2//RF1>1/(CF1·pf)。
不施加片外電容時，LDO的傳輸函數為：
式中：Ca，roa為分別誤差放大器輸出a端的寄生電容和輸出電阻；gp0，rp0分別為調整管M0的跨導和小信號輸出電阻；Aamp為誤差放大器的增益。由式(7)增益L0隨著負載電流增大而降低，而極點p1隨負載電流增大而升高，極點p2基本保持不變，對于不施加片外電容，其等效串聯電阻RESR所提供的零點不存在，在輸出負載電流IOUT=0時，調整管輸出電阻rp0最大，gmp0最小，故小負載電流時，環路穩定性變差。為滿足LDO穩定性要求，IOUT必須有一個最小輸出電流，以保證M0的輸出極點P1不會太低。為保證極點P2和零點zf相近而抵消，須適當減小調整管M0尺寸。在本應用中，LDO輸入電壓為2.5V，用于為1.2V核心電路供電，調整管M0的VDS=1.3V，所以M0可以取較小尺寸。
本設計采用了一階溫度補償帶隙基準電壓源，圖4所示為帶隙基準電壓源的核心電路，這里采用了典型的一階溫度補償電流模結構。其中M1，M2和M3寬長比相同，R1=R2，A0為誤差放大器，誤差放大器的同相端接Va端，反相端接Vb端。為了保證電路的穩定性，必須保證電路中由M1，Q1和R1組成的正反饋網絡的反饋系數小于M2，R2，Q0和R0組成的負反饋網絡的反饋系數，即要求：
運算放大器A0使Va，Vb兩點電壓相等，忽略電阻的溫度系數，電流I0為PTAT電流，I1為CTAT電流。通過選擇
，可以得到-40～+85℃范圍內溫度系數小于4.76ppm/℃。
3 仿真驗證
該電路采用SMIC 0.25μm CMOS工藝實現，輸入電源電壓為2.5V，輸出電壓為1.2V，作為芯片模擬部分的電源。LDO的環路穩定性采用Spectre stb仿真，結果如圖5所示，負載電流從1mA變化到100mA，整個系統相位裕度均在40°以上，系統穩定。圖6為負載電流從1mA到100mA轉換時，輸出電壓和輸出電流瞬態響應曲線。從圖中可以看出，瞬態響應過沖小于20mV，無振鈴現象產生。圖6為仿真的電源電壓抑制比(PSRR)。低頻時PSRR好于75dB。整個LDO包括基準電壓源共消耗靜態電流390μA。
4 結語
本文設計了一種全集成型LDO線性穩壓器，采用一種簡單的頻率補償電路，通過輸出反饋電路引入零點，抵消了LDO產生第二個極點，獲得較好的穩定性。此方法結構簡單、不損失環路開環增益、帶寬高，而且所需要的補償電容小，節省芯片面積和輸出引腳。