0 引言

　　近年來隨著電源技術的飛速發展，開關穩壓電源正朝著小型化、高頻化、繼承化的方向發展，高效率的已經得到越來越廣泛的應用。式變換器以其電路簡單、可以高效提供直流輸出等許多優點，特別適合設計小功率的開關電源。

　　1 反激式開關電源基本原理

　　單端反激開關電源采用了穩定性很好的雙環路反饋（輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路和初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內回路）控制系統，就可以通過開關電源的PWM（脈沖寬度調制器）迅速調整脈沖占空比，從而在每一個周期內對前一個周期的輸出電壓和初級線圈充磁峰值電流進行有效調節，達到穩定輸出電壓的目的。這種反饋控制電路的最大特點是：在輸入電壓和負載電流變化較大時，具有更快的動態響應速度，自動限制負載電流，補償電路簡單。反激電路適應于小功率開關電源，其原理圖如圖1所示。

　　下面分析在理想空載的情況下電流型PWM的工作情況。與電壓型的PWM比較，電流型PWM又增加了一個電感電流反饋環節。

　　圖中：A1為誤差放大器；A2為電流檢測比較器；U2為RS觸發器；Uf為輸出電壓Uo的反饋取樣，該反饋取樣與基準電壓Uref通過誤差放大器A1產生誤差信號Ue（該信號也是A2的比較箝位電壓）。

　　設場效應管Q1導通，則電感電流iL以斜率Ui／L線性增長，L為T1的原邊電感，電感電流在無感電阻R1上采樣u1=R1iL，該采樣電壓被送入電流檢測比較器A2與來自誤差放大器的Ue進行比較，當u1>Ue時，A2輸出高電平，送到RS觸發器U2的復位端，則兩輸入或非門U1輸出低電平并關斷Q1；當時鐘輸出高電平時，或非門U1始終輸出低電平，封鎖PWM，在振蕩器輸出時鐘下降的同時，或非門U1的兩輸入均為低電平，則Q1被打開。

　　因此，從上面的分析可以看出，電流型PWM信號的上升沿由振蕩器時鐘信號的下降沿決定，而PWM的下降沿則由電感電流的陷值信號和來自誤差放大器的誤差信號共同決定，其工作時序如圖2所示。

　　單端反激式開關電源以主開關管的周期性導通和關斷為主要特征。開關管導通時，變壓器一次側線圈內不斷儲存能量；而開關管關斷時，變壓器將一次側線圈內儲存的電感能量通過整流二極管給負載供電，直到下一個脈沖到來，開始新的周期。

　　開關電源中的脈沖變壓器起著非常重要的作用：一是通過它實現電場-磁場-電場能量的轉換，為負載提供穩定的直流電壓；二是可以實現變壓器功能，通過脈沖變壓器的初級繞組和多個次級繞組可以輸出多路不同的直流電壓值，為不同的電路單元提供直流電量；三是可以實現傳統電源變壓器的電隔離作用，將熱地與冷地隔離，避免觸電事故，保證用戶端的安全。

　　2 反激式開關電源設計

　　開關電源設計中最重要的環節就是反饋回路的設計，反饋回路設計的好壞直接決定了開關電源的精度和穩定性能。前面已經介紹了單端反激開關電源采用的是雙環路反饋。以下將介紹利用電流型PWM芯片UC3842設計開關電源的兩種反饋回路時需要注意的一些問題。

　　2.1 輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路

　　UC3842是一種高性能的固定頻率電流型脈寬集成控制芯片，是專為離線式直流變換電路設計的。其主要優點是電壓調整率可以達到0.01％，工作頻率高達500 kHz，啟動電流小于1 mA，外圍元件少。它適合做20 W～80 W的小型開關電源。其工作溫度為0 ℃～70℃，最高輸入電壓30 V，最大輸出電流1 A，能驅動雙極型功率管和MOSFET。UC3842采用DIP-8形式封裝。其內部結構框圖和各引腳的功能見有關手冊。

　　UC3842的典型應用電路如圖3所示。

　　本文相關DataSheet：

　　該電路的工作原理是：直流電壓加在Rin上，降壓后加在的引腳7上，為芯片提供大于16 V的啟動電壓，當芯片啟動后由反饋繞組提供維持芯片正常工作需要的電壓。當輸出電壓升高時，變壓器Tl的反饋繞組上產生的反饋電壓也升高，該電壓經R1和R3組成大分壓網絡，分壓后送入UC3842的引腳2，與基準電壓比較后，經誤差放大器放大，使UC3842引腳6的驅動脈沖占空比減小，從而使輸出電壓降低，達到穩定輸出電壓的目的。

　　此電路結構簡單，容易布線，成本低。但是，UC3842的采樣電壓不是從輸出端取到的，輸出電壓穩壓精度不高，只適合于用在負載較小的場合。

　　為克服上述問題，可以對上述反饋電路進行改進，采用光耦和電壓基準進行反饋控制，可以極大地提高的穩定性和精度。采用這種方法進行反饋控制時需要從副邊繞組輸出端進行取樣，電路見圖4。

　　電壓采樣及反饋電路由光耦PS2701、TL431和阻容網絡組成，圖中R5和C5用于TL431的頻率補償，不能缺少。通過調節由R6，R7組成的分壓網絡后得到采樣電壓，該采樣電壓與三端可調穩壓塊TL431提供的2.5 V基準電壓進行比較，當輸出電壓正常時，采樣電壓與TT431提供的2.5 V電壓基準相等，則TL431的K極電位保持不變，從而流過光耦U3二極管的電流不變，進而流過光耦CE的電流也不變，UC3842引腳2的反饋電位Uf保持不變，則引腳6輸出驅動的占空比不變，輸出電壓穩定在設定值不變。當輸出5 V電壓因為某種原因升高時，分壓網絡上得到的輸出電壓采樣值會 隨之升高，從而TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，進而流過CE的電流增大，從而UC3842的引腳2的電位升高。由UC3842內部示意圖可知：誤差放大器A1的輸出電壓Ue減小，亦即電流檢測比較器鉗位電壓減小，所以由圖2 可知：UC3842引腳6輸出驅動的占空比減小，從而使輸出電壓減小，這樣就完成了反饋穩壓的過程。

　　2.2 初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內回路

　　初級線圈充磁峰值電流取樣的內回路反饋也是開關電源設計起決定作用的環節，如果內回路反饋設計不符合電路要求，開關電源就無法正常工作。

　　設計內回路反饋時，需要在開關管上串聯一個以地為參考的取樣電阻Rs（見圖1、圖4中的R1和圖3中的R8），將初級線圈的電流轉換為電壓信號，此電壓由電流檢測比較器A2監視并與來自誤差放大器A1的輸出電平比較。

　　在正常的工作條件下，峰值電感電流由引腳1上的電壓控制，其中：

　　當電源輸出過載或者輸出取樣丟失時，異常的工作條件將出現，在這些條件下，電流比較器的門限被內部鉗位至1.0 V，則

　　而開關電源初級線圈最大峰值電流為短路保護時變壓器初級線圈流過的最大電流：

　　式中：IP為初級線圈電感電流；Pout為開關電源設計輸出功率；Vin為開關電源輸入電壓；D為PWM的輸出信號占空比；N為電源效率。

　　根據式（2）、式（3）可以推算：

　　根據計算得出的Rs阻值可以進一步計算出電流取樣電阻的功率：

　　選定電流取樣電阻后，需要通過一個L型的RC低通濾波網絡，將這個采樣信號送給UC3842的電流比較器。

　　從低通濾波器的對數幅頻特性可知，當輸入信號頻率低于fh時，輸出信號與輸人信號幾乎完全相同；當輸入信號頻率高于fh時，輸出信號會大幅度衰減。

　　利用示波器可以測量Rs采樣電阻上的信號頻率，因此，選擇低通濾波器的RC參數時必須要保證Rs電阻上正常的采樣電壓不能被濾波器衰減。 本文相關DataSheet：

　　設計時，如果RC參數選擇不當，使濾波器的上限截止頻率fh偏小，導致正常的Rs采樣信號被衰減，這樣當負載增大時，PWM無法將控制脈沖的占空比調大，變壓器會因為負載過重而發生嘯叫。為解決這一問題，將濾波電容C的取值減小，進而提高fh，使正常的Rs采樣信號通過濾波器，當負載加重時，開關電源可以很好地穩壓，變壓器的嘯叫現象也沒有出現。

　　3 結束語

　　開關電源的設計是一個實踐性很強的課題，本文給出的方法僅作為一種參考，許多實際問題需要在實踐中不斷加以總結和完善，只有通過實踐才能使設計不斷臻于完美。