目前，電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點，其原因在于電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統；但正因為有了電流取樣信號，系統容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋，系統也就不容易受到電流噪聲的干擾。
然而，在實際的應用中，通?？此茷殡妷耗Ｊ降拈_關電源系統，即系統沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統動態響，如：利用輸出電容 ESR 取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關電源系統，在輸出輕載或無負載時，系統會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在占比大于 0.5 加入斜坡補償后，系統會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統不穩定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。
1 電壓模式的工作原理
電壓模式的控制系統如圖 1 所示。反饋環路只有一個電壓環，電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環節連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 VC。輸出電壓微小的變化反映到 VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為 VC。
電壓誤差放大器輸出連接到 PWM 比較器的同相端，PWM 比較器的反相端輸入信號為斜波發生器的輸出的連續鋸齒波，由時鐘同步信號產生。
每一個開關周期開始時，PWM 比較器的反相端電壓為 0，PWM 比較器輸出為高電平，高端的主 MOSFET 導通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；PWM 比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產生的鋸齒波，電壓從 0 開始上升。
當 PWM 比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓 VC時，PWM 比較器輸出從高電平翻轉，輸出低電平，高端的主 MOSFET 關閉，低端的同步 MOSFET 或續流二極管導通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來時，主 MOSFET 又導通，如此反復。
從電壓模式工作原理可以看到，系統沒有內置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，并不參與系統的內部的反饋調節。
圖1：電壓模式的控制系統圖
電壓模式為單反饋環控制系統，環路增益是輸出電容 ESR 的函數,因此反饋補償設計比較復雜，需要更多額外的器件仔細設計補償環路，來優化負載瞬態響應。另外，需要電解電容或鉭電容穩定控制回路以維持良好的高頻響應；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由于環路的增益是輸入電壓的函數,需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個并聯相位操作,需要外部電路進行均流控制。另一方面，由于電流信號不參與反饋，系統不會受到電流噪聲的干擾。
電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關頻率。環路補償采用III類補償網絡：3個極點和2個零點 [1]。2個零點安排在L-C諧振雙極點附近，以抵消雙極點產生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產年高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環路增益保持下降。
2 電流模式的工作原
電流模式的控制系統如圖 2 所示。在電流模式的結構中，反饋有二個環路：一個電壓外環，另一個是電流的內環。電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓 Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環節連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 ITH。若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端 ITH和地。目前，在高頻 DCDC 的應用
中，跨導型放大器應用更多。本文就以跨導型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳， VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導型放大器放大，然后輸出，輸出值為 VITH，跨導型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號 VSENSE。由此可見，對于電流比較器，電壓外環的輸出信號作為電流內環的給定信號。對于峰值電流模式，工作原理如下：在時鐘同步信號到來時，高端的主開關管開通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測電阻的電壓信號也線性上升，由于此時電壓外環的輸出電壓信號高于電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓；當電流檢測電阻的電壓信號繼續上升，直到等于電壓外環的輸出電壓信號時，電流比較器的輸出翻轉，從高電平翻轉為低電壓，邏輯控制電路工作，關斷高端的主開關管的驅動信號，高端的主開關管關斷，此時電感開始去磁，電流線性下降，到一個開關周期開始的時鐘同步信號到來，如此反復 [2]。
圖2：電流模式的控制系統圖
電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測電阻并且這會影響到系統的效率和成本，但電流模式有更多的優點：①反饋內在cycle-by-cycle峰值限流；②電感電流真正的軟起動特性；③精確的電流檢測環；④輸出電壓與輸入電壓無關，一階的系統容易設計反饋環，動態響應快、系統的穩定余量大穩定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設計補償，補償管腳只用簡單RC網絡就能對輸出負載瞬態作出穩定響應；⑤精確、快速的電流均流，易實現多相位/多變換器的并聯操作得到更大輸出電流；⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素；輸出允許用陶瓷電容，因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價格更便宜。但是，峰值電流模式中占空比大于50%時，系統的開環不穩定，產生次諧波振蕩；而且系統會受到電流噪聲的干擾而誤動作。
3 理的電壓模式向電流電模式轉化
3.1 1 理想電壓模式中輸出電容 ESR 取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式
在一定的反饋網絡參數下，很難在整個電壓輸入范圍和輸出負載變化范圍內都能穩定的工作。輸出負載變化可以通過加大輸出電容同時使用 ESR 值大的電容來優化其動特性，盡管這樣做導致系統的成本和體積增加，同時增大輸出的電壓紋波。 通常，從直觀上理解，輸出電容 ESR 和輸出電容形成一個零點，對于電流模式，這個零點不是必需的，因為電流模式是單階的系統，而且這個零點導致高頻的增益增加，系統容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用 ESR 極低的陶瓷電容，使 ESR 零點提升到更高的頻率，就不會對反饋系統產生作用，或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用，加入極點的方法就是在 ITH 管腳并一個對地的電容。
電壓模式是 LC 形成的二階系統，這個零點的引入可以一定的程度上抵消 LC 雙極點的一個極點，使其向單階系統轉化。ESR 越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用 ESR大的電容。
另一方面，注意到，輸出電壓為：
VCO為輸出電容的容抗上的電壓，?IL為電感的紋波電流，?IL= α •Iout，α 為電流紋波系數，一般取 0.2 ~ 0.4。
輸出電壓的小信號值為：
若 ESR 小，式中后面的一項基本可以忽略；但是，由于電壓模式通常使用 ESR 值較大的輸出電容，這樣 ESR 就不可以忽略，由于 ESR 的作用，相當于在輸入電壓的反饋信號中引入了一定程度的電流模式，電流模式反饋量為： ?(ESR • α • Iout )
輸出電容的 ESR 將采樣的電流信號送到電壓誤差放大器的輸入端，和輸出電壓信號加在一起，經過電壓誤差放大器放大，再送到 PWM 比較器，其工作的原理相當于平均電流反饋。在電壓模式中，使用 ESR 大的輸出電容，相當于引入一定程度的平均電流模式，從而增加系統對輸出負載變化的動態響應，提高系統的穩定性。
3.2 理想電壓模式中輸入電壓前饋形成的電流模式
對于輸入電壓的變化，目前通常采用輸入電壓前饋技術，來提高系統對輸入電壓變化的響應。輸入電壓前饋如圖 3 所示。圖中的實線鋸齒波為內部時鐘信號產生的斜率固定為 k 的正常鋸齒波，在沒有電壓前饋時，產生的占空比為 d • Ts ，則有以下公式：
Vc = k • d • Ts
輸入電壓前饋就是在內部鋸齒波上加入隨輸入電壓變化的斜坡，或者從 VC信號減去此斜坡。當輸入電壓突然增加時，內部鋸齒波和外加斜坡之和的波形為圖 3 中的虛線所示。
若外加斜坡的斜率為 ks ，則總的斜率為：k + ks ，注意到：ks ∝ Vin ，也就是 ks = k Vin •Vin ，所以此時的占空比為：
即：占空比隨輸入電壓的增加立刻而減少，系統提前對輸入電壓變化做出相應的響應。
圖3：電壓模式的電壓前饋
若不考慮效率，由功率平衡可以得到：Vin • Iin = Vout • Iout ，所以有；
從上式可以看到，所加的輸入電壓前饋信號也就是輸入的電流信號。事實上可以這樣理解：輸入電壓前饋技術也就是在理想的電壓模式中，疊加一定的電流反饋，以形成一定的電流反饋，從而增加系統對輸入電壓變化的響應。
4 理想的 流模式向電 壓模式轉化
4.1 輕載時電流模式趨向于電壓模式電壓模
電源系統進入輕載或空載時，變換器通常工作在突發模式和跳脈沖模式 [3]。對于跳脈沖模式，變換器進入非連續電流模式，高端的開關管的開通時間為控制器所設定的最小導通時間，同時在有一些開關周期，高端的開關管不導通，也就是屏蔽，或跳去一些開關脈沖，以維持輸出電壓的調節。注意到：在輕載或空載時，電流信號很小，系統也很難檢測到電流信號，另一方面，由于高端的開關管的開通時間固定為最小導通時間，已不受電流檢測信號
的調節，電流反饋事實上已經不起作用，也就不參與到反饋環節。系統此時工作于標準的電壓模式。
對于突發模式，輸出電壓完全由滯洄比較器控制，滯洄比較器控制通過檢測輸出電壓的變化，將輸出電壓設定在允許的上限和下限的范圍內，系統此時也是工作于標準的電壓模式。
4. 2使 大的電感值趨向于電壓模式
輸出電感的選擇及設計是基于輸出 DC 電壓的穩態和瞬態的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，減小磁芯的損耗，但在負載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長，同時增大電感的成本和體積。較小的電感值可以得到較低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。
同時使用大的電感時，電感電流的斜率減小，在理想的狀態下，若電感值為無窮大，那么在整個開關周期，電感電流為直流值，電流檢測信號就不在起作用，也就是標準的電壓模式。因此使用的電感值越大，工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式，在負載瞬變過程中，系統動特性越差。因此對于電流模式，折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負載電流額定值的 20％到 40％之間。
4. 3斜坡補償的電 模式趨向于為電壓模式
理論上，當占空比大于50%時，電流模式就要加斜坡補償，系統才能穩定的工作。否則，就會產生次諧波振蕩。在實際的應用中，占空比大于40%時，就要加斜坡補償。占空比大于50%時，斜坡補償，由于電感充分激磁，而去磁不足，因此輸出的電壓將比預設定的值高，并將繼續升高，直到較慢的電壓控制回路調整電流設定點為止，然后輸出電壓又下降至低于期望值，形成次諧波振蕩，其典型的特性就是在一個開關周期，脈沖寬度較寬，在下一個開關周期，脈沖寬度變窄，在每三個開關周期，脈沖寬度又變寬，如此反復。此時可以看到輸出電壓不穩定，有時還可以聽到音頻的噪聲。
圖4：斜坡補償
圖4中，紅線斜坡補償，實線三角形波為沒有加斜坡補償的電感的電流波形，虛線為加斜坡補償的電感的電流波形。如果用下降沿的鋸齒波電壓，則其加在電壓誤差放大器的輸出上，用以控制電流檢測信號；如果用上升沿的鋸齒波電壓，則其加在電流檢測信號上，然后與電壓誤差放大器的輸出進行比較。注意到，內部的斜坡補償將使總的電流斜坡減小，即斜坡補償使真正的電感電流的斜率降低，從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉化，所加的斜坡補償越大，變換器越接近電壓模式。同時，斜坡補償也降低了電流環路的增益，降低的系統內部設定的限流點，使系統實際所加的負載電流值降低。