摘要：分析了Gilbert結構有源雙平衡" title="平衡">平衡混頻器的工作機理，以及混頻器的轉換增益、線性度與跨導、CMOS" title="CMOS">CMOS溝道尺寸等相關電路參數間的關系，并據此使用ADS" title="ADS">ADS軟件進行設計及優化。在采用TSMC 0．25μm CMOS工藝，射頻信號為2．5GHz，本振信號為2．25GHz、中頻信號為250MHz時，2．5V工作電壓的情況下仿真得到的轉換增益為10．975dB，單邊帶噪聲系數為9．09dB，1dB壓縮點為1．2dBm，輸出三階交調截止點為11．354dBm，功耗為20mW。
關鍵字：雙平衡混頻器；Gilbert結構；轉換增益；線性度；跨導

    CMOS技術本身具有低價格、低功耗、易于集成的特點，使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發展，加之半導體工藝的進步，基于CMOS技術的器件的工作頻率已能達到20GHz，并且完全可以與收發器后端電路實現單片集成，極大推動了無線通信技術的發展。
    混頻器利用器件的非線性特性來實現信號載波頻率的變化，產生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無線通信系統射頻前端的核心部分之一，其性能的好壞將直接影響整個系統的性能。目前已有種類繁多的全集成CMOS混頻器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型設計了一種有源Gilbert結構雙平衡混頻器。根據在2．5GHz的射頻輸入下得到的仿真結果，該設計完全可以滿足802．11b／g／n與Bluetooth等無線通信的要求。

1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設計
    Gilbert單元結構如圖1所示。這種結構主要由開關管(M1、M2、M3、M4)和跨導晶體管(M5、m6)組成。本振信號VLO從開關管的柵極引入，射頻信號VRF加在具有固定偏置的跨導級差分對M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區)，將VRF信號轉換成電流信號；M1～M4工作在近飽和狀態，是兩對開關，由本振大信號來驅動兩對管交替開關，達到混頻的目的；R1是電阻負載，通過負載電阻將混頻后的電流信號轉換成電壓信號VIF輸出。

    假設VRF的輸入信號為一正弦信號
   
   
    跨導晶體管M5和M6的跨導為GM，并假定開關對管M1～M4在VLO的驅動下，處于理想開關狀態，M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷，由于該混頻電路的對稱性，不再分別進行討論。當方波在正半周期，M1和M4導通時，跨導晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為

    根據式(4)的中頻輸出可以看出，輸出信號既不包含輸入射頻信號頻率分量，也不包含本振信號頻率分量，因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號饋通，因此具有極好的端口隔離度。另外，差分的射頻輸入信號也可以抑制射頻信號中的共模噪聲。但是需要補充說明一點，要使M1～M4成為理想的開關，輸入本振信號應該是理想的方波，在低電平時MOS能夠完全關斷，源漏電阻Roff為無窮大；在高電平時能將MOS完全打開，導通電阻Ron近似為零，這種射頻方波信號在電路中很難實現。實際電路中驅動開關管的一般是幅度較大的正弦信號來替代。
    另外，電路中CMOS管溝道尺寸及相關參數有如下公式
   
    其中W／L為CMOS管溝道尺寸之比，μN為溝道載流子的遷移率，COX為單位面積的柵級電容，ID為漏電流，VGS為柵源間的電壓，VTH為MOS管的閾值電壓。
    由式(5)可知，在開關近似理想的狀態下，整個混頻器的增益只與跨導GM和負載電阻RL有關，同時，增益的線性度是由跨導電路的線性度決定的。但是，由于CMOS器件的跨導較小，故跨導大小的選取要受到實際電路模型的限制；而負載電阻會給整個電路引入熱噪聲，使噪聲系數的惡化，且過大的負載電阻也會使整個混頻器的工作電壓和功耗上升，所以RL不宜過大；而因此需通過選取適當的轉換增益來對RL和GM進行選取。開關管M1～M4的溝道尺寸通過使柵極過驅動電壓VGS-VTH的值在0．1～0．3V之間時根據式(7)確定，而M5、M6的尺寸可通過GM和適當的漏電流Id，再根據式(6)來求得。故混頻器的設計中需要將轉換增益、線性度、噪聲系數、功耗等性能指標之間進行折中，來實現整體設計的最佳性能。
    因此，為實現上述目標，我們需先對若干參數的取值范圍進行限定，再根據其余參數間的互相關系對它們的取值范圍進行選取，最后通過仿真結果的比對來選定一組相對最優參數。
    通過參考相關設計，先限定幾個關鍵參數：轉換增益需大于10dB，噪聲系數小于10，1dB壓縮點大于0dBm。通過利用ADS軟件仿真時的調諧功能(Tuning)。在這里再對其余參數的值進行分段調整。通過多次優化，最后選取M1～M4的溝道長、寬為0．6μm、170μm，M5、M6的溝道長、寬為0．6m、277μm，電流源取6mA，負載電阻為900Ω。設計時采用兩共柵的MOS管來實現恒流源，并在跨導源級加入反饋電阻Rf，這樣做可以使跨導變為原來的1／(1+GMRf)倍。恒流源及反饋電阻部分電路如圖2所示。

2 仿真結果及分析
    本次設計的混頻器的射頻信號輸入頻率范圍在2．4～2．5GHz。仿真時選取2．5GHz、-30dBm的射頻輸入信號，2．25GHz、5dBm的本振信號作為示例，CMOS管采用基于TSMC(臺積電)的0．25μm工藝的Bsim3_Model的V3．1模型，使用Agilent公司的ADS2008進行仿真，以下為仿真結果及分析。

    圖3中m1所標為中頻輸出譜線，根據輸入射頻輸入信號為-30dBm可以算出混頻器的轉換增益為10．975dB。m2是同為二階產物的和頻輸出分量，幅度是相當高的，不過要去除也是較容易的，只需在輸出端接一低通或帶通濾波器將其濾除即可。

    表1所列為混頻器單邊帶與雙邊帶噪聲系數。當混頻器輸出有用信號只存在于本振信號的一側，用單邊帶(SSB)噪聲系數來表征；與之相對應的，若接收信號是均勻輻射譜，有用信號存在于兩個邊帶上，則需用雙邊帶(DSB)噪聲系數表示，在天文或遙感使用較多。由于鏡像噪聲的影響，單邊帶噪聲系數一般要高出3dB，故為了參數美觀，大部分混頻器在不做特殊說明的情況下僅將雙邊帶噪聲系數標示出來，而實際應用中大部分是需要單邊帶噪聲系數作為重要參考的，這是大家需要注意的。

    從圖4可以看出，正如前文所描述，由于用正弦信號替代理想方波信號，必須在本振功率高到一定程度，開關管工作于近似理想開關狀態時，混頻器才能保持較穩定的轉換增益。由圖可知當本振信號大于-3dBm時，轉換增益穩定保持在10dB以上。
    圖5所式是實際中頻輸出功率與理想輸出功率的差異。圖中直線為線性增益的延長線，曲線為混頻器實際增益的輸出曲線。由圖中標示可知，當射頻輸入信號RF達到-8dBm時，實際增益出現壓縮，此時中頻輸出功率1．2dBm左右。

    對于出現兩個頻率很相近的射頻信號RF1、RF2同時進入混頻器和本振LO進行混頻。由于混頻器為非線性器件，輸出頻譜中會包含多階產物，其中3階產物的頻率：ω3：ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)會出現輸出中頻附近，造成很大的干擾，尤其出現射頻多路通信系統中將會是相當嚴重的問題。故仿真時用2．5GHz+50kHz的雙音功率源，圖6中m2標示的為一根三階分量的譜線，經仿真軟件計算得出的結果見表2。

    根據經驗公式，一般情況下三階調制截止點比1dB壓縮點高10dB左右，據此可驗證仿真結果是否合理。

3 結束語
    本文采用TSMC 0．25μm工藝CMOS設計了一種具有Gilbert結構的有源雙平衡混頻器，在不增加電路復雜性的前提下，通過反饋電阻的引入及借助ADS軟件對元件及電路參數的適當選取，使該混頻器的增益及線性度較文獻、均有明顯的改進，并可滿足當前大部分無線通信的要求。