摘 要： 介紹了一種高效的便攜式正弦波逆變器設計方案，該方案采用輸入并聯-輸出串聯（IPOS）DC/DC推挽正激升壓和DC/AC全橋SPWM逆變的2級結構。詳細地闡述了系統主電路和基于LM25037的控制電路設計，通過實驗樣機驗證，該逆變電源具有體積小、效率高、工作穩定可靠等優點。
關鍵詞： IPOS推挽正激；全橋SPWM逆變；LM25037
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目前，汽車普及率日益升高，車載逆變器將汽車點煙器輸出12 V DC轉換成220 V/50 Hz交流電，供一般的電器產品使用。車載逆變器作為一種移動中使用的電源轉換器，為人們外出工作或旅游提供了很大的便利，具有廣闊的市場前景。汽車上使用的電器多為商用或一般生活用，如車用冰箱、筆記本電腦、手機充電器、汽車DVD等，有些設備方波逆變不能滿足其供電要求，如車用冰箱，必須要50 Hz的正弦波才能正常工作，因此車載正弦波逆變電源成為一種趨勢。
本文介紹的基于LM25037的高效便攜式車載逆變電源的主要參數為：輸入電壓9.6～16.2 V DC；輸出電壓220 V(±10 V)50 Hz(±0.5%) AC；輸出功率500 W。
系統基本原理
系統輸入為12 V DC蓄電池，輸出為220 V/50 Hz。采用如圖1所示的典型二級結構DC/DC高頻升壓和DC/AC低頻逆變。首先，DC/DC變換器將蓄電池12 V DC升高至360 V；然后全橋SPWM逆變將直流電轉轉換成有效值為220 V/50 Hz方波，供負載使用。
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DC/DC電路設計
對于高壓輸出場合，從安全角度考慮，一般采用變壓器隔離型結構。推挽正激變換器具有推挽變換器和正激變換器的優點， 變壓器雙向勵磁，磁芯利用率高，加入箝位電容后能夠有效地抑制開關管的電壓尖峰及變壓器偏磁問題，并且無需磁復位電路，在輸入低壓大電流的場合具有一定的應用價值[1，2]。本系統輸入電壓9.6～16 V DC,滿載時輸入電流50 A左右，單個推挽正激變換器難以實現較高的效率。因此，本系統采用了如圖2所示的組合式推挽正激變換器，即輸入側并聯輸出側串聯IPOS。IPOS結構有如下幾方面的優點：原邊開關電流應力減小；2個變換器采用交錯并聯控制方式，減小輸入電流紋波；輸出側串聯結構減小了輸出整流二極管電壓應力[3]。輸出側加入參考文獻[1]提出的雙CDD吸收電路有效的抑制了整流二極管反向恢復引起的電壓尖峰，便于選取額定電壓較低的二極管，減小導通損耗。
DC/DC控制電路采用美國國家半導體公司針對車載電源系統設計的芯片LM25037，該芯片具有以下幾個方面的特點：(1)寬范圍輸入工作電壓5.5 V～75 V；(2)可采用電壓前饋模式或峰值電流模式控制；(3)內部集成前饋PWM鋸齒波發生器；(4)具有可編程的遲滯欠壓保護和死區時間功能；(5)帶有延時的定時器雙重模式的過流保護功能；(6)可編程的最大占空比和軟啟動；(7)內部集成了高精度的誤差放大器和過流比較器，具有外同步等功能；(8)2路交替輸出的驅動信號，適合于推挽、全橋和半橋等拓撲結構[4]。
DC/DC變換器采用Common-duty ratio控制，通過閉環調節系統控制模塊2的輸出電壓穩定在180 V。利用十進制的CD4017分頻器對1 MHz的輸入信號分頻，得到相差1/4T s的2個時鐘信號作為2片LM25037的外同步信號，模塊2輸出電壓誤差PI調節后信號作為2片控制芯片COMP端給定，實現2個模塊的交錯并聯。
變壓器設計
設計指標：輸入電壓范圍9.6 V～16 V；輸出電壓Vo=360 V；模塊2輸出電壓Vc2=180 V；功率Po=500 W；工作頻率fs=50 kHz；最大工作占空比Dmax=0.47；變壓器的匝比為：
實際選取鐵氧體ETD39的磁芯，匝比N=20，原邊N1=N2=5匝，副邊N3=100匝。
DC/DC輸出濾波電感設計
按設計要求實際選取臨界工作電流Ioc=0.4，Io=0.28 A，輸出濾波電感值為：
后級全橋整流兩橋臂對稱，將1.4 mH的電感分成2個相同的0.7 mH的電感繞在同一個磁芯上。選用鐵氧體EI30磁芯，中柱加入0.2 mm的氣隙，匝數nf=65。
LM25037外圍電路設計
LM25037的外圍電路如圖3所示。下面對各部分參數選取做出詳細介紹。
開關頻率和重啟時間設定
根據芯片數據手冊設定開關頻率為f=50 kHz，死區時間為250 ns，外同步工作方式下外部時鐘的頻率應至少比R6設定的自由運行頻率高出10%[4]，選取R6=81 kΩ，R7=50 kΩ。
如圖4所示，過流保護后重啟時間由以下3部分決定：
(1)t1：過流時，內部20 μA的電流源對C9充電至2 V；
(2)t2：1 μA的電流源對C10從0 V充電至1 V；
(3)t3：100 μA的電流源對C10從1 V充電至5 V。
因此通過設定RES及SS引腳電容C9和C10的值就可以設定出現過流保護后的重啟時間。取C9=100 pF，C10=100 nF，則TRES約為10.4 ms。
前饋網絡設計
??? 如圖5所示，前饋電壓信號是通過外部的RC網絡在每個開關周期輸入電壓對C3充電，得到斜率與輸入電壓成正比的鋸齒波。在開關周期結束時通過芯片內部的MOS管對C3放電，使電容復位。
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??? 取C3=100 pF，R3=200 kΩ，其中Tdischarge<50 nS，Tsw為振蕩周期，VRAMP為斜坡電壓峰值，Vin為輸入電壓，Ron為內部MOS管導通電阻。
驅動電路設計
推挽正激變換器驅動不同于推挽電路，比如當在推挽正激變換器中，當接地的開關管Q2導通時，浮地的開關管上Q1承受的是-Vin，一般的驅動芯片不能承受負壓，因此采用如圖6所示的變壓器隔離驅動。驅動變壓器設計過程中應考慮漏感，漏感的大小直接影響驅動信號速度，并且在2個開關管均關斷的時間與結電容發生振蕩，引起開關管誤導通。LM25037的PWM輸出端最大驅動電流為50 mA，在隔離型驅動中為防止芯片過熱，加入專用驅動芯片LM5110，其驅動電路如圖6所示。
DC/AC電路設計
逆變電路采用ATMEL公司8位AVRmega16單片機控制。該單片機具有2個分別獨立可預分頻的8位定時/計數器；1個具有比較、捕獲的16位定時/計數器；4路PWM通道；8路10位ADC等功能。
單片機控制及逆變器驅動電路如圖7所示。為了減小開關損耗，逆變器采用單極性倍頻的調制方式，將內部16位定時器T1當成2個8位使用，分別與2個相位差180°的正弦波比較即可得到需要的按正弦規律變化的PWM信號。基準正弦信號通過查表得到，當點煙器輸出電壓較低時，直流母線電壓可能達不到360 V，因此采用前饋控制，根據不同的母線電壓值判斷查不同的正弦表，以保證輸出正弦波有效值在設定的范圍內。T1a和T1b工作在移相PWM模式，輸出腳OCR1A和OCR1B作為逆變器的控制信號。為了防止開關管直通，開關管上下橋臂之間需要加入死區，采用驅動芯片IR2103可以方便地實現信號的取反、加入510 ns對稱的死區以及電平的轉換。
實驗波形
在輸入電壓Vbat=12 VDC，滿載時輸出功率Po=500 W的電阻性負載情況下測得如下波形，其中圖8為正激變換器開關管驅動及DS的電壓波形?？梢钥闯?，由于箝位電容的吸收作用，推挽正激變換器關斷時Vds的電壓尖峰大大減小。圖9為加入CDD吸收電路后整流二極管承受的反向電壓波形?？梢钥闯鲶槲浑娐酚行У匾种屏硕O管的反向恢復，減小了電壓尖峰及反向恢復損耗。圖10為滿載時直流母線電壓及其紋波波形，滿載時直流母線電壓紋波峰-峰值約為4 V。圖11為滿載時，逆變器輸出的電壓、電流波形，經過分析得出，輸出電壓波形的諧波THD為0.97%，滿載時的效率為85.7%。
本文提出的基于LM25037便攜式車載逆變電源，經過實驗驗證具有電能利用率高、THD低、外圍電路簡單、工作穩定可靠等特點，在便攜式電源中具有一定的應用價值。
參考文獻
[1] 步宏飛，肖嵐.加入雙CDD無源無損緩沖電路的推挽正激變換器[J].電力電子技術，2006，40(3)：50-52.
[2] 劉偉晗.600W28VDC-360VDC推挽正激變換器的研制及偏磁抑制[D].南京：南京航空航天大學，2006.2.
[3] 胡維昊，裴云慶，王兆安.推挽正激多重化DC/DC變換器的研制[J].電力電子技術，2006，40(5)：21-22.
[4] National Semiconductor Corporation.LM25037 voltage mode PWM controller with alternating outputs[C].
America:[s.n.]，2008.