dc/dc開關式電源轉換器的物理干擾眾人皆知，除非系統和電路圖都經過了精心設計。這些轉換器會對電氣地注入多余的電荷，產生虛假的數字信號、翻轉的雙倍時鐘、電磁干擾、模擬電壓誤差，還可能是有害的高電壓。隨著這類設計復雜性的增加以及應用的密集使用，物理電路的實現已開始在系統的電氣完整性中扮演一個重要的角色。為解決這些問題，你需要了解如何減少兩類主要的地噪聲源。

地噪聲問題一

圖1是一個有恒定負載電流的理想降壓轉換器。開關S1和S2作來回轉換，斬斷著降壓電感和降壓電容上的輸入電壓。電感電流或電容電壓都不能突然地改變，而負載電流是恒定的。所有開關電壓與電流應分別成功地跨過降壓電感，或通過降壓電容，因為一個理想的降壓轉換器不會產生地噪聲。但有經驗的設計者知道，降壓轉換器是一個臭名昭著的噪聲源。這意味著，圖1中的電路缺少了一些關鍵的物理元件。

圖1，在一個降壓轉換器電路中，電感器的電流不能瞬時改變，因此難以判斷一個理想降壓轉換器中的地彈跳來源。

無論何時，只要有電荷移動，就會產生一個磁場。一根導線、一只電阻、一只晶體管、一個超導體，或一個電容極板間的電流都會產生磁場。磁通量是通過一個電流環路面積的磁感應強度，它等于以直角切割環路面積的磁感應強度與環路面積的乘積：φB=B×A，其中φB是磁通量，B是磁感應強度，而A是電流環路面積。以某個距離環繞一根導線的磁感應強度與導線中的電流成正比，B=μoI/2πr，其中r為距離。

電子元件都有長度，電荷必須沿各個導線段，從一個器件移到另一個器件。移動的電荷就產生了一個磁場，于是我們可以改進圖1中的電路。圖2是一個簡單降壓轉換器的更好模型。圖2中，導線仍保持理想狀態，不過電流在從一個電子元件移動到另一個元件時，必須在每段中流過一個距離。當這個電荷流動時，通過S1和S2開關的循環，磁場環繞著通電的導線，并有磁通通過。

圖2，變化的磁通會產生電壓(a)。當一個降壓轉換時，變化的電流回路路徑產生一個變化的磁通，并導致地彈跳(b)。

S1和S2電流回路面積的變化是開關轉換器地噪聲的第一個主要來源。在每個開關周期中， 輸入電壓-S1-地這個回路中的磁通都會增加和衰減。這種變化的磁通會在該回路的各個地方感應出電壓，包括理想的接地回路線。沒有任何銅箔(哪怕是一個超導體)能夠消除這種感應電壓。唯一有用的方法是降低變化的磁通。

變化的磁通有三大要素：變化率、磁場強度和回路面積。由于時鐘頻率和最大輸出電流可能有設計上的要求，因此盡量減小回路面積就成為最佳方法。感應系數與磁通量成正比。

圖3是圖2的一個電氣模型，其中寄生電感LP1中的電流變化產生了地噪聲，而寄生電感LP2中的恒定電流則沒有貢獻。雖然圖3以一種類似的方式表述了問題，但它是圖2中物理增強模型的一個不良替代品。圖3顯示了LP1和 LP2上的寄生感應電壓，而這種結構會在一個有磁通變化的回路各處都感應出電壓。不過，這個電路部件仍能用于展示如何降低感應的地噪聲。

圖3，LP1中變化的電流產生了地彈跳，而LP2中的恒定電流則沒有。

在圖3中，地回路電流流過LP1并發生變化，它造成了一種電壓彈跳問題。仔細布放輸入電容可以減小寄生磁通面積，并讓變化的降壓電流走一個不包含在接地回路的路徑(圖4)。此時，寄生電感LP1和LP2中的電流是恒定的，因此地電壓穩定不變。磁通面積的減小亦成比例地降低了EMI，以及所有其它有害的感應回路電壓。

圖4，仔細地布放輸入電容，盡量減小變化回路的面積，并仔細地布放地回路的變化電流路徑,可以消除地彈跳。

開關轉換器接地噪聲的第一個重要來源是磁通面積不斷變化的結果。良好的PCB設計通過走線的布放和仔細布置的旁路電容，能盡量減少變化的電流回路面積，以及接地回路路徑中變化的電流。

地噪聲問題二

第二個地噪聲的主要來源是寄生的電感器電容(圖5)。一個電容上的電壓不能夠瞬時改變，而一個電感上的電流則不能瞬時改變。因此，LX結點上的電壓變化就直接耦合到寄生降壓電感器電容CL以及降壓濾波器電容Cbuck，出現在寄生接地電感LP1和LP2上。

圖5，LX結點電壓的變化通過寄生降壓電感器的電容CL將電荷泵出，并進入寄生接地路徑電感器LP1和LP2，產生地噪聲。

但開始是沒有電荷流動的，在下一個瞬間，所有這些元件上都建立起電流，直到寄生降壓電感器的電容能量ECL=1/2CLVLX2轉換為導線的寄生磁場，ELP=1/2LPI2CHANGINGMAX，其中，LP是所有寄生回路電感的總和。然后，這個有害的能量在電場和磁場之間來回傳送，直到輻射出去或耗散在阻性元件上。

地噪聲振蕩的峰值電壓和持續時間都是問題。峰值電壓在結點VGB測量，它是LX結點電壓變化、寄生的降壓電感器電容以及附加寄生走線電容的函數。一個大的寄生降壓電感器的電容會存儲更多能量，因此采用一個較小值是一個比較好的方案。選擇了降壓電感器的值以及額定電流后，要選擇有最大自諧振頻率的電感，以限制CL的容量。電感器的自諧振頻率表示為1/[2π√(LBUCKCL)]。自諧振頻率加倍可降低寄生的電感器電容，因而地噪聲能量可降低至其四分之一。

當性能優先于成本考慮時，用兩只串聯電感替換圖5中的單只降壓電感，每只電感的值是降壓電感值的一半，而總電感值保持不變(圖6)。對于制造廠的系列電感產品，寄生電容通常與額定電感值成正比，因此半值電感的寄生電容也只有一半。采用串聯電感時，它們的電感值相加，而寄生電容值則是倒數值的和的倒數，從而降低了總的寄生電容。對于兩個串聯的半值電感，總電感值為LbuckNEW ，而總寄生電容將降低至降壓電感器電容的四分之一。這樣，降低的寄生電感就減少了地的彈跳。

圖6，兩個串聯電感有相同的電感值，但寄生電容只有四分之一，泵出電荷及因此造成的地彈跳都得到減少。

通過研究各種模型，我們了解了地噪聲的兩個主要來源和機制，這兩種地噪聲在dc/dc開關轉換器中無處不在，工程師可以在設計的早期階段、元件選擇以及布局時盡量降低這些效應，就能減少以后生產中的麻煩并避免從頭設計。