摘 要：針對大學生智能車競賽中直流電機的驅動設計了6種方案,經過實驗比較分析了各種方案的優缺點,最后確立了一套驅動能力強、體積小、性能穩定的驅動方法，可廣泛應用于40 V以下的大功率直流電機驅動的場合。
關鍵詞：直流電機;調速系統; MC33886; VNH3SP30; BTS7960B; DT340I; IRF3205

　　目前大電流直流電機多采用達林頓管或MOS管搭制H橋PWM脈寬調制，因此體積較大；另一方面，由于分立器件的特性不同，使得驅動器的特性具有一定的離散性；此外，由于功率管的開關電阻比較大，因此功耗也很大，需要功率的散熱片，這無疑進一步加大了驅動器的體積。隨著技術的迅猛發展，基于大功率MOS管的H橋驅動芯片逐漸顯現出其不可替代的優勢。但目前能提供較大電流輸出的集成芯片不是很多。例如飛思卡爾半導體公司推出的全橋驅動芯片MC33886和33887、意法半導體公司推出的全橋驅動芯片VNH3SP30、英飛凌公司推出的高電流PN半橋驅動芯片BTS7960。ST微電子公司推出的TD340驅動器芯片是一種用于直流電機的控制器件,可用于驅動N溝道MOSFET管。
　　本文在第三、四屆大學生智能車大賽中分別嘗試了上面提到的5塊電機驅動芯片設計的驅動電路，通過現場調試發現它們的優缺點，確定了驅動能力強、性能穩定的驅動方案，并得到了很好的應用。
1 直流電機驅動原理
　　目前直流電機的驅動方式主要有2種形式:線性驅動方式和開關驅動方式。其中線性驅動方式可以看成一個數控電壓源。該驅動方式的優點是驅動電機的力矩紋波很小，可應用于對電機轉速要求非常高的場合;缺點是該方式通常比較復雜，成本較高，尤其是要提高驅動的功率時，相應的電路成本將提升很多[1]。本文針對H橋驅動電路在智能車競賽中的應用加以分析。
　　目前的H橋驅動主要有3種方式。圖1(a)中H橋的4個橋臂都使用N溝道增強型MOS管;圖1(b)中H橋的4個橋臂都使用P溝道增強型MOS管;圖1(c)中上H橋臂分別使用P溝道增強型MOS管和N溝道增強MOS管。由于P溝道MOS管的品種少、價格較高，導通電阻和開關速度等都不如N溝道MOS管，因此最理想的情況應該是在H橋的4個橋臂都使用N溝道MOS管。但是在如圖1(a)中可以看到，為了使電機正轉，Q1和Q4應該導通，因此S4電壓應該高于Q4的源極電壓，S1電壓應該高于Q1的源極電壓，由于此時Q1的源極電壓近似等于Vcc,因此就要求S1必須大于(Vcc+Vgs)。在很多電路中除非作一個升壓電路否則是比較困難得到的，因此圖1(a)這種連接方式比較少見。同理,圖1(b)中為了使電機正轉，S4電壓就必須低于0V- VGS，在使用時也不方便。因此最常用的是圖1(c)的電路，該電路結合了上述2種電路各自的優點，使用方便。本文針對3種形式電路進行設計，并進行實驗比較分析。

2 驅動芯片的選擇與比較
　　在設計H橋驅動電路時，關鍵要解決4個問題:(1) MOS管均高速驅動;(2)防止共態導通;(3)消除反向電動勢;(4)PWM信號頻率選擇與光藕隔離。以下是4種方案設計比較：
2.1方案1: 采用1片33886驅動
　　MC33886為H橋式電源開關IC, 該IC結合內部控制的邏輯、電荷泵、柵極驅動器、以及RDS(ON)=120 mΩ MOSFET輸出電路，可工作在5 V～40 V電壓范圍內。能夠控制連續感性直流負載電流高達5.0 A，可以接受高達10 kHz的2路PWM信號來控制電機的轉向和速度。具有短路保護、欠電壓保護、過溫保護等特點。其原理如圖2所示。

　　該方法能夠控制電機正反轉和剎車，且使用方法靈活，但是內阻大導致壓降大，開關頻率限制在10 kHz，電機噪聲大，使電機容易發熱，驅動能力受限制，會拉低電源電壓，容易導致控制器掉電產生復位。
2.2 方案2: 采用2、4片33886驅動
　　由于MC33886的導通電阻比較大，產生了較大的壓降，使芯片容易發熱，為了增強其驅動能力利用多塊33886并聯使用，如圖3所示。

　　該接法降低了MOS管的導通內阻，增大了驅動電流，可以起到增強驅動能力、減小芯片發熱的作用，但是起始頻率受限，電機噪聲大且發熱嚴重。
2.3 方案3: 釆用2片VNH3SP30
　　(1)運動控制H橋組件VNH3SP30性能[2]
　　VNH3SP30是意法半導體公司生產的專用于電機驅動的大電流功率集成芯片，其原理框圖如圖4所示，芯片核心是一個雙單片上橋臂驅動器(HSD)和2個下橋臂開關,HSD開關的設計采用ST的ViPowe技術，允許在一個芯片內集成一個功率場效應MOS管和智能信號/保護電路。下橋臂開關是采用ST專有的EHD(STripFET)工藝制造的縱向場效應MOS管。3個模塊疊裝在一個表面組裝MultiPowerSO- 30引腳框架電絕緣封裝內，具體性能指標如下: ①最大電流30 A、電源電壓高達40 V; ②功率MOS管導通電阻0.034 Ω; ③5 V兼容的邏輯電平控制信號輸入;④內含欠壓、過壓保護電路;⑤芯片過熱報警輸出和自動關斷。

　　(2)驅動器電路設計與運行原理
　　①PWM信號調節方式
　　PWM(脈寬調制)信號是VNH3SP30最重要的控制信號，其最大工作頻率為10 kHz.PWM信號通過控制H橋上的功率管的導通時間，從而實現對輸出負載平均電流的調節。PWM信號的一個低電平狀態將會關閉2個下橋臂開關，而當PWM輸入端由低電平變為高電平時，下橋臂LSA和LSB導通與否取決于輸入信號INA和INB，只有輸入信號從低電平變為高電平時，下橋臂LSA和LSB才能重新導通。
　　②方向控制信號和橋臂使能信號
　　INA和INB為電機轉向控制信號，控制電機的轉向和剎車;ENA/DIAGA和ENB/DIAGB為橋臂使能信號，當這2個信號都為低電平時，H橋將不能導通。當驅動芯片過熱、過壓、欠壓及過流時，ENA/DIAGA和ENB/DIAGB為故障診斷反饋信號，這2個信號返回一個低電平，同時H橋輸出被封鎖。
　　該方法較MC33886的一個顯著優點就是芯片不會發熱，且保護功能強大，但是存在開關頻率限10 kHz，電機噪聲大且電機容易發熱，但芯片較貴，很多場合性價比不高。
2.4 方案4: 采用2片BTS7960
　　如圖5所示，采用2個半橋智能功率驅動芯片BTS7960B組合成一個全橋驅動器，驅動直流電機轉動。BTS7960B是應用于電機驅動的大電流半橋集成芯片，它帶有一個P溝道的高邊MOSFET、一個N溝道的低邊MOSFET和一個驅動IC。 P溝道高邊開關省去了電荷泵的需求，因而減少了電磁干擾(EMI)。集成的驅動IC具有邏輯電平輸入、電流診斷、斜率調節、死區時間產生和超溫、過壓、欠壓、過流及短路保護功能。BTS7960B的通態電阻典型值為16 mΩ，驅動電流可達43 A，調節SR引腳外接電阻的大小可以調節MOS管導通和關斷時間，具有防電磁干擾功能。IS引腳是電流檢測輸出引腳。INH引腳為使能引腳，IN引腳用于確定哪個MOSFET導通。當IN=1  且INH=1時，高邊MOSFET導通，輸出高電平；當IN=0且INH=1時，低邊MOSFET導通，輸出低電平。通過對下橋臂開關管進行頻率為25 kHz的脈寬調制(PWM)信號控制BTS7960B的開關動作，實現對電機的正反向PWM驅動、反接制動、能耗制動等控制狀態。

　　這塊芯片開頭頻率可以達到25 kHz，可以很好地解決前面提到的MC33886和VNH3SP30使電機噪聲大和發熱的問題，同時驅動能力有了明顯的提高，響應速度快。但是，電機變速時會使電源電壓下降10%左右，控制器等其他電路容易產生掉電危險，從而使整個電路系統癱瘓。
2.5 方案5：采用DT340和IRF3205
　　以TD340驅動器芯片為核心的直流電機PWM調速控制系統可以很好地驅動由低導通電阻IRF3205組成的H橋，大大簡化硬件電路。該系統不僅可以模擬控制，而且具有計算機接口，同時具有良好的保護功能。
　　圖6所示為可逆的PWM變換器主電路的H型結構形式。圖中，4個MOSFET管的基極驅動電壓分為2組，其中Q2L和Q1H為一組，當Q2L接收PWM信號導通時，Q1H常開，而Q2H和Q1L截止。這時，電機兩端得到電壓而旋轉，而且占空比越大，轉速越高。由于直流電機是1個感性負載，當MOS關斷時，電機中的電流不能立即降到零，所以必須給這個電流提供一條釋放通路，否則將產生高壓破壞器件。處理這種情況的通常方法是在MOSFET竹旁邊并聯1個二極管，使電流流過二極管，最后通過歐姆耗散的方式在二極管中消失。對于大電流，耗散是重要的排放方法。這里必須使用高速二極管。電機反轉時原理相同。

　　該方案基本上集合了前面4種方法的所有優點，初始頻率高達25 kHz，且有微控制器的標準5 V電壓輸出，釆用的開關管IRF3205的導通內阻僅有8 mΩ，不需要高速光隔對MCU的PWM隔離電路，從面使整個電路簡單化。
3  實驗結果與分析
　　經過對電路的選擇和調試實驗，本文重點論述的5種電路對比結果如表1、表2所示。

　　綜上分析，每一種驅動方法都有優缺點，但是從綜合因素考慮選擇TD34和IRF305組成H橋對電機進行控制是最好的方法。
參考文獻
[1] 曾國強，葛良全.機器人比賽中直流電機驅動電路的設計[J].微計算機信息，2008,24(5-2):236-238.
[2] 侯清鋒, 羅海波, 王洪福.基于VNH3SP30的大電流直流電機驅動器的設計[J].微計算機信息，2007，23 (10-1):92-94.
[3] 伊永峰，楊勇，張立勛.TD340芯片在直流調速系統中的應用[J].國外電子元器件，2004(9):48-50.