0 引言

    傳統的開關電源整流電路普遍采用不可控二極管或相控晶閘管整流方式，直流側采用大電容濾波，輸入電流諧波含量大，功率因數低，造成了嚴重的電網污染和能源浪費。目前，解決諧波問題、提高功率因數的主要方法：（1）對產生諧波的電力電子裝置的拓撲結構和控制策略進行改進，使其產生較少的諧波甚至不產生諧波，使得輸入電流和輸入電壓同相，達到提高功率因數的目的，如PWM整流技術；（2）在整流橋和濾波電容之間加一級用于功率因數校正的功率變換電路，如有源功率因數校正（APFC）技術。近些年來APFC技術和PWM 技術在中、小功率乃至大功率開關電源中得到了普遍應用。本文以高功率因數開關電源作為研究對象，分析采用APFC技術和PWM 整流技術來提高功率因數的原理，并采用Matlab7.6軟件對單相電壓型PWM 整流電路和APFC電路進行了仿真及分析比較。

　　1 高功率因數開關電源的設計方案

    1.1 采用PWM 整流技術的開關電源

    采用PWM 整流技術的高功率因數開關電源的結構如圖1所示，本文只探討其中的PWM 整流電路部分。

圖1 采用PWM 整流技術的高功率因數開關電源結構

    該種高功率因數開關電源設計方案采用PWM整流技術和DSP技術，能數字化地實現整流器網側單位功率因數正弦波電流控制，比較適合應用于中等功率開關電源設計中。

    1.2 采用APFC技術的開關電源

    采用APFC技術的高功率因數開關電源，其前級APFC電路采用實際生產中應用最廣泛的Boost拓撲結構，負責使交流輸入電流正弦化并使其與輸入電壓同相位，同時保持輸出電壓穩定；后級DC/DC變換電路采用能實現多路輸出的反激式拓撲結構，主要負責調整輸出電壓，通過DC/DC變換得到所需要的直流電壓，其結構如圖2所示。

圖2 采用兩級型APFC的高功率因素開關電源結構

    2 單相PWM 整流電路的基本原理

    本節采用圖1所示的方案，其前級如圖3所示，即單相全橋電壓型PWM 整流電路，電路采用有4個全控型功率開關管的H 橋型拓撲結構。圖3中網側電感為升壓電感，起平衡電路電壓、支撐無功功率、儲存能量和濾除諧波電流的作用；Rs為濾波電感的寄生電阻；主電路中功率開關均反并聯一個續流二極管，用來緩沖PWM 過程中的無功電能。

    單相全橋電壓型PWM 整流電路的SPWM 調制方法分為單極性調制和雙極性調制兩種，本文采用單極性調制。

    單相全橋電壓型PWM 整流器選擇響應速度較快的三角波電流比較法作為控制策略。因反饋到電壓外環的輸出電壓含有紋波電壓，而紋波電壓的存在將導致電流內環的給定電流發生畸變，因此本文采用補償輸出直流電壓中紋波電壓的方法[4]來減少流入電壓控制環的紋波電壓，從而改善給定電流的波形。按照以上原理設計的單相全橋電壓型PWM整流器的控制系統結構如圖4所示。

圖4 單相全橋電壓型PWM 整流器的控制系統結構

    由圖4可知，PWM 整流控制系統中需要檢測的信號有輸入交流電壓us、輸出直流電壓ud以及輸入交流電流is.us是閉環控制中相位檢測的輸入信號；通過比較ud與給定參考電壓u*d以及直流側紋波電壓補償u~d來決定電壓外環PI調節器的輸出im,并將其與輸入電壓同步信號sinωt的乘積作為指定電流i*s ;is與i*s的差值決定電流內環PI調節器的輸出；最后比較電流內環PI調節器的輸出與三角載波，產生PWM 信號來控制開關管的關斷。這樣，電流PI調節器的輸出決定PWM 信號的占空比，使實際輸入電流逼近指定電流值。

    3 有源功率因數校正技術

    本節采用如圖2所示的方案，基于Boost-APFC的功率因數校正電路如圖5所示。該電路由主電路和控制電路組成。主電路包括橋式整流器、升壓電感、功率開關管、續流二極管以及濾波電容等，控制電路包括電壓誤差放大器VA、電流誤差放大器CA、基準電壓源、乘法器、PWM 比較器以及柵極驅動器。

圖5 基于Boost-APFC的功率因數校正電路

    工作原理：APFC主電路的輸出電壓經電阻分壓后與基準電壓相比較，誤差值輸入到VA;VA 輸出信號X與輸入電壓檢測信號Y一起輸入乘法器，經過平均化處理、放大、比較后，再經過PWM 比較器加到柵極驅動器，產生對開關管VT的控制信號，從而使電感Ls上的電流（即輸入電流）平均值始終跟蹤模擬乘法器輸出的半正弦信號，即跟蹤了輸入電壓波形，并實現了輸入電流正弦化，使功率因數接近1,達到校正功率因數的目的。

    4 仿真分析

    4.1 PWM 整流器電路仿真與分析

    采用Matlab7.6對所設計的單相全橋電壓型PWM 整流器進行建模和仿真，在Simulink中搭建仿真模型，主電路仿真參數：峰值電壓為311V,頻率為50Hz,相位為0°，采樣時間為0s;Ls=2mH,Rs=0.5Ω，直流側濾波電容Cd=2 500μF,直流側負載電阻RL=50Ω；從PowerElectronics中調用Universal Bridge 模塊，并將其設置成二橋臂IGBT/Diodes模式，仿真算法設置為可變步長類算法中的ode45算法。

    交流輸入側電壓與電流的仿真波形如圖6所示，可見交流側電流、電壓能始終保持同相，且電流能實現正弦化。直流側輸出電壓波形如圖7所示，可見0.06s后輸出電壓穩定在400V左右。

    在Powergui模塊中對電路進行FFT分析，在Available Signals中進行相關設置后對輸入側電流進行諧波分析，結果如圖8所示。由圖8可知，總諧波畸變率DTH=0.77%,實現了系統低諧波畸變率的目標，電流諧波得到了很好的抑制。

圖8 輸入側電流諧波分析結果

    PWM 整流器功率因數波形如圖9所示。由圖9可知，電路功率因數始終大于0.985,且工作0.03s后功率因數能達到1.

圖9 整流器功率因數波形

    4.2 單相APFC電路仿真與分析

    單相APFC電路采用Matlab7.6進行建模與仿真。圖10為APFC電路輸入電壓和電流波形，可見網側輸入電流由窄脈沖波形變成正弦電流波形，且與輸入電壓同相位。圖11為APFC電路輸出電壓波形，可見經過60ms的軟啟動過程之后，輸出電壓穩定在400V左右，滿足設計要求。圖12為APFC電路輸入電流諧波分析結果，可見除基波外，其余諧波含量均很小。

    由圖12可知，輸入電流DHD為0.256 5.功率因數計算公式為PF=γcosφ，其中r 為基波因子。

    由于輸入電流與電壓基本同相位，即相位差φ 為0,則：

    5 結語

    采用功率因數校正技術和PWM 整流技術設計了兩種高功率因數的開關電源，采用Matlab7.6建立仿真模型。由仿真結果可知，采用DSP 芯片TMS320LF2407設計的前級單相全橋電壓型PWM整流電路功率因數大于0.985,并在電路穩定后達到1,大于APFC電路的功率因數0.969;且電壓型PWM 整流電路電流總諧波畸變率為0.77%,遠小于APFC電路的總電流諧波畸變率25.65%.兩者相比，單相全橋電壓型PWM 整流器能更好地實現輸入側電流的正弦化和與輸入側電壓的同相位，能更徹底地解決傳統開關電源電流諧波大、功率因數低的問題，更好地實現綠色電能轉換的目標。但是電壓型PWM 整流器成本較高，在實際應用中應根據具體需求選擇適合的類型。<