相比過去使用的老式、笨重的陰極射線管 (CRT) 顯示器，現在的平板數字電視和顯示器要薄得多。這些新型薄平板電視對消費者非常有吸引力，因為它們占用的空間更小。
為了幫助滿足消費者需求并使這類數字設備變得更薄，一些廠商轉向使用 LLC 諧振半橋轉換器來為這些設備的發光二極管 (LED) 背光提供驅動。這是因為，利用這種拓撲結構所實現的零電壓軟開關 (ZVS) 可帶來更高效的高功率密度設計，并且要求的散熱部件比硬開關拓撲更少。
這類拓撲設計存在的一個問題是 LLC dc/dc 傳輸函數會隨負載變化而出現明顯變化。但是，這樣會使在 LED 驅動器中建立 LLC 控制器和補償電流環路變得更加復雜。為了簡化這一設計過程，本文將討論一種被稱作脈寬調制 (PWM) LED 亮度調節的設計方法，其允許 LED 負載隨亮度調節變化的同時讓 dc/dc 傳輸函數保持恒定。
研究傳輸函數 (M(f)) 的 LLC 諧振半橋 dc/dc
LLC 諧振半橋控制器 dc/dc（請參見圖 1）是一種脈沖頻率調制 (PFM) 控制拓撲。半橋 FET（QA 和 QB）異相驅動 180，并利用一個電壓控制振蕩器 (VCO) 調節/控制頻率。這反過來又能調節諧振電感 (Lr) 形成的分壓器阻抗、變壓器磁電感 (LM)、反射等效阻抗 (RE) 和諧振電容器 (Cr) 進行調節。僅有 LM 中形成的電壓通過變壓器匝數比 (a1) 反射至次級線圈。

圖 1 LLC 諧振半橋/控制器

等效反射阻抗：

（方程式 1）

變壓器匝數比：

（方程式 2）

（方程式 3）

我們可以標準化和簡化一次諧波近似法 [1] 傳輸函數 M(f) 的使用。M(f) 的方程式 4 中，標準化的頻率 (fn) 被定義為開關頻率除以諧振頻率 (fO)。盡管只是一種近似值方法，但在理解 M(f) 如何隨輸入電壓、負載和開關頻率變化而變化時，該簡化方程式還是非常有用的。

標準化 LLC 半橋增益：

（方程式 4）

調節 dc 電流，以調節 LED 亮度 LLC 諧振 LED 驅動器中實現 LED 亮度調節的一種方法是調節通過 LED 的dc 電流。這樣做存在一個問題：DC 電流變化后，LLC 的輸出阻抗也隨之改變。如果考慮不周，則這種變化會帶來 M(f) 變化，從而使 LED 驅動器設計變得更加復雜。
負載變化帶來的問題
設計一個半橋轉換器并不是一件容易的事情。設計人員要根據 ZVS 要求選擇磁化電感 (LM)。他們還要調節 a1、Cr 和 Lr，以獲得理想的 M(f) 和頻率工作范圍。但是，M(f) 會隨 Q 變化而改變，而 Q 又會隨著輸出負載 (RL) 變化而變化。詳情請參見圖 2。
諧振 LLC 半橋 LED 的 M(f) 變化會使電壓環路補償和變壓器選擇變得更加困難、復雜和混亂，因為在設計過程中需要考慮的各種變化實在太多了。

圖 2 M(f) 隨負載而變化。

不斷變化的 LLC 增益曲線 (M(f)) 會在反饋環路中引起電壓控制振蕩器 (VCO) 的控制問題。VCO 一般由一個反饋誤差放大器控制（EA（參見圖 1））。開關頻率隨 EA 輸出升高而降低以提高 LLC 增益，并在 EA 輸出下降時增高。理想情況下，在一個 LLC 半橋設計中，M(f) 增益需在其最大開關頻率下以最小值開始，同時 M(f) 隨頻率降低而上升。
正常工作時的理想 M(f) 范圍為虛線右側部分（請參見圖 2）。我們把這一區域稱作電感區，這時 LLC 工作在 ZVS 下。虛線左邊為電容區，在該區域內主級開關節點上沒有 ZVS。在大信號瞬態期間，EA 會驅動 VCO，要求更低的開關頻率，以提高增益。結果是，M(f) 增益工作在虛線左邊區域，可能達不到理想增益，無法滿足控制環路需求。
這時，ZVS 丟失，并且反饋環路會讓 LLC 控制器一直鎖閉在該區域內。現在，反饋誤差放大器嘗試要求更低的開關頻率，以提高功率級無法達到的增益，因為轉換器可能工作在圖 2 中虛線的右邊區域。ZVS 丟失時，FET QA 和 QB 消耗更多功率，FET 會因過熱而損壞。為了避免設計中出現這種問題，需要對所有 M(f) 曲線進行分析，然后適當地限制最小開關頻率 (f)，以防止轉換器 (M(f)) 工作在圖 2 中虛線的左側區域。
PWM 亮度調節簡化設計過程
對于要求亮度調節的 LLC 諧振半橋 LED 驅動器而言，簡化設計過程的一種方法是使用一種被稱為 PWM 亮度調節的技術。圖 3 顯示了一個 LLC 轉換器的功能原理圖，它的 LLC 控制器便使用了這種 PWM 亮度調節技術。在我們的例子中，我們使用了 UCC25710。

圖 3 使用 PWM 亮度調節技術的 LLC 半橋 LED 驅動器。

這種技術利用一個控制 FET QC 的固定低頻信號 (DIM)，它以邏輯方式添加至QA 和 QB FET 驅動。DIM 信號為高電平時，LED 背光燈串被控制在某個固定峰值電流 (VRS/RS)。一旦 DIM 變為低電平，QA、QB 和 QC 立即關閉。QA、QB 和 QC 關閉后，LED 二極管便停止導電，同時輸出電容器 (COUT)存儲能量，以備準時開始下一個 DIM 周期。更多詳情，請參見圖 4 所示波形。

圖 4 PWM 亮度調節波形

通過調節 DIM 信號的占空比 (D) 實現對平均二極管電流 (ID) 的調節，從而控制 LED 的亮度。

（方程式 5）

盡管 LLC 諧振半橋從主級到次級為 LED 供電，但是負載 (RL) 到LLC傳輸函數 (M(f)) 依然恒定，即使 LED 的平均電流隨占空比而變化。

（方程式 6）
使用固定 RL 且給定 Lr、Cr 和 LM 時，等效反射阻抗 (RE) 恒定，Q 保持不變。這時僅得到一條 M(f) 曲線，其隨頻率（請參見圖 5）變化，而不受使用變量 RL 的傳統 LED 亮度調節方法得到的多條曲線（請參見圖 2）的影響。在設計中只處理一條 M(f) 曲線，讓環路補償和變壓器選擇變得更加簡單，從而簡化設計過程。另外，設置最小開關頻率時還需要注意另一條曲線，以確保 ZVS 得到維持。這時，最小f設置為單 M(f) 曲線的峰值（請參見圖 5）。

圖 5 使用 PWM 亮度調節技術驅動 LED 的 M(f)

設計一個 LED 驅動用 LLC 諧振半橋轉換器并不容易。傳統 LLC的dc/dc 增益隨負載變化會有較大范圍的變化。我們需要對許多條增益曲線進行評估。這讓環路補償和變壓器設計/選擇變得更加復雜和混亂。要想簡化設計過程，把 LLC 和 PWM 亮度調節技術組合使用是一種較為理想的選擇。這是因為 LLC 在供能期間會承受固定負載 (RL)，但在亮度調節期間 LED 電流會出現變化。結果是，LLC 增益變化更小，從而讓環路補償和變壓器選擇/設計更加簡單。