0 引言

    隨著電能變換技術的發展，功率MOSFET在開關變換器中開始廣泛使用。為此，美國硅通用半導體公司推出了SG3525，以用于驅動N溝道功率MOSFET。SG3525是一種性能優良、功能齊全和通用性強的單片集成PWM控制芯片，它簡單可靠及使用方便靈活，輸出驅動為推拉輸出形式，增加了驅動能力；內部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM鎖存器，有過流保護功能，頻率可調，同時能限制最大占空比。其性能特點如下：

    1)工作電壓范圍寬： 8～35V。

    2)內置5．1 V±1．0％的基準電壓源。

    3)芯片內振蕩器工作頻率寬100Hz～400 kHz。

    4)具有振蕩器外部同步功能。

    5)死區時間可調。為了適應驅動快速場效應管的需要，末級采用推拉式工作電路，使開關速度更陜，末級輸出或吸入電流最大值可達400mA。

    6)內設欠壓鎖定電路。當輸入電壓小于8V時芯片內部鎖定，停止工作(基準源及必要電路除外)，使消耗電流降至小于2mA。

    7)有軟啟動電路。比較器的反相輸入端即軟啟動控制端芯片的引腳8，可外接軟啟動電容。該電容器內部的基準電壓Uref由恒流源供電，達到2．5V的時間為t=(2．5V／50μA)C，占空比由小到大(50％)變化。

    8)內置PWM(脈寬調制)。鎖存器將比較器送來的所有的跳動和振蕩信號消除。只有在下一個時鐘周期才能重新置位，系統的可靠性高。


l 脈寬調制器SG3525簡介

1．1 結構框圖

    SG3525是定頻PWM電路，采用原理16引腳標準DIP封裝。其各引腳功能如圖1所示，內部原理框圖如圖2所示。

1．2 引腳功能說明

    直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的元器件作為電源。振蕩器腳5須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率廠由外接電阻RT和電容CT決定，振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出，誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PwM脈沖送至三極管VT1及VT2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證VT1及VT2不同時導通。最后，VTl及VT2分別輸出相位相差為180°的PWM波。

2 系統結構設計

    本電源輸入電壓是由帶隔離變壓器的+30V電源提供，圖3是選用SG3525設計的DC—DC直流變換器原理圖。性能指標是：輸入電壓為DC24～35V可調，輸入額定電壓為30V，輸出為5V／lA。本系統由SG3525產生兩路反向方波來控制MOSFET的導通與關閉，MOSFET驅動采用推挽方式，本設計在變壓器的中心抽頭加入30V直流電壓，輸出部分采用全波整流，在輸出點上有分壓電阻給TL431提供參考電壓，并通過光電隔離反饋到SG3525，以調節控制輸出方波占空比來穩定輸出電壓。由于本設計采用推挽式功率變換電路，在輸入回路中僅有一個開關的通態壓降，而半橋和全橋電路有2個，因此在同樣的條件下，產生的通態損耗較小，這種拓撲特別適合輸入電壓較低的場合，這也是本設計為什么采用推挽變換器的原因。其中的變壓器可同時實現直流隔離和電壓變換的功能，磁性元件數目較少，成本較低。

2．1 高頻變壓器設計

    推挽變換器的高頻變壓器如圖3中所示，原邊和副邊的繞組都分別有一個中心抽頭。磁心參數選擇如下：

   變壓器輸入電壓幅值Up1=24V，直流輸出電壓5V，串聯二極管串聯壓降取0．6V，所以次級繞組電壓幅值Up2取5．6V，最大工作比α=0．45，次級繞組峰值電流Ip2=1 A，次



    (變壓器效率η取為1，這個效率不包括整流二極管在內)，取工作磁感應強度Bm=170mT，電流密度j取4．8A／mm2，銅在磁心窗口中的占空系數Km(初選時取0．2～0．3)，實際計算是取Km=0．2 5，則計算面積乘積



    取EEl6磁心，它的中心磁鐵截面積(Ae)19．2mm2，磁心的窗口面積(Aw)為39．85mm2，因此EEl6的功率容量為Ae×Aw=19．2×39．85mm4=0．0765cm4，而計算面積乘積AP=O．029cm4，它明顯小于上面的功率容量的乘積0．0765，可見采用EEl6磁心時，其功率容量已足夠大。繞組匝數計算如下：先確定最低電壓繞組的匝數



    取偶數N1=34，其中開關管最大導通時間Tcn=9μs，控制器輸出頻率f=45kHZ。按照原邊34匝，副邊8匝繞制變壓器，在變壓器的繞制過程中，為了減少變壓器的漏感，要將原邊繞組和副邊繞組緊密耦合。

2．2 控制及驅動電路設計

    采用SG3525集成PWM控制器作為控制芯片，它的外圍電路簡單。電路中的鋸齒波生成電路由RT、CT和內部電路組成，本設計取CT=4700pF，RT=3．3kΩ，RD=100Ω，經計算振蕩器輸出頻率是90kHz，PWM輸出頻率定為45kHz。軟啟動電容接入端(引腳8)接一個lμF的軟啟動電容。只有軟啟動電容充電使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。

    系統中的基準比較調節電路則由基準引腳Vref、同相輸入端及外圍電阻構成。2腳的電壓固定值接近5V。SG3525的l、2、9腳及其外圍電路構成了PI調節器，它的輸出與5腳鋸齒波和軟啟動電容一起可控制PWM控制器以產生方波。它的輸出級ll、14腳輸出兩路互補的PWM波，采用圖騰柱式結構，灌拉電流能力超過200mA，可以直接驅動MOSFET管，只需加一門級電阻即可。在本設計選用的是IR公司生產的IRF630。其具體設計電路如原理圖中所示。

2．3 反饋補償電路設計

    為了確保輸出的穩定，在+5V上引入反饋，采用2．5～36V可調式精密并聯穩壓器TL43l作為穩壓器件。TL43l是德州儀器公司生產的一款有良好熱穩定性的三端可調分流基準源。它的輸出電壓可用兩個電阻任意設置到Vref(2．5V)到36V范圍內。該器件的典型動態阻抗為0．2Ω。用它來構成外部誤差放大器，再與光耦組成隔離式反饋電路。為了將連續變化的輸出迅速反饋，需采用線性光耦，如PC817。PC817不僅可以起到反饋作用，還可以起到隔離作用，當PC817二極管正向電流在3mA左右變化時，三極管的集一射極電流在4mA左右變化，而集一射極電壓在很寬的范圍內線性變化，因而比較符合SG3525的控制要求。

    當+5V輸出電壓升高時，經R27、R28分壓后得到的取樣電壓，就與TL43l中的2．5V帶隙基準電壓進行比較，并在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流發生變化，再通過光耦PC817去改變SG3525 1腳的電壓大小，從而改變9腳電流大小，最后調節，再通過光耦PC817使反饋電壓增大，SG3525的1腳輸入端電壓升高，經SG3525內部電路后ll、14的輸出占空比減小，使+5V維持穩定。

2．4 輸出電路設計

    在負載電流相同的條件下，全波和倍流整流電路中二極管的總通態損耗比全橋整流電路小一半，這就意味著在輸出電壓相同，且其它損耗相當的情況下，全波和倍流整流電路的效率會較高。在低壓輸入電路中，二極管通態損耗占電路總損耗很大比例，通常在輸入電壓較低的情況下(小于100V)采用全波電路比較合適，因此本設計采用整流器件MBR20100，其管壓降小，可提高效率，二極管兩端采用RC吸收電路，抑制二極管的反向瞬態電壓，高頻電壓經其整流后由濾波電容C13濾波，再經磁珠L1組成低通濾波器向負載輸出，C14可降低交流紋波。輸出電路設計如原理圖所示。

3 實驗波形和實驗數據

    圖4是滿載時輸出波形，從圖中可以看出，滿載時+5V。輸出比較穩定且紋波比較小。圖5是直流輸入30V、滿載輸出時MOSFET漏一源極電壓波形(衰減lO倍后)，可以看出此時占空比最大約為45%。

    為了驗證該系統的穩定性，實驗中記錄了不同負載下的輸出電壓值和不同輸入下輸出電壓值如表1和表2所示。

    從表1和表2可以看出，隨著負載的加重，輸出電壓有小量的降低，隨著輸入電壓的增加輸出電壓有小量的提升。但都基本維持在5V左右，負載調整率為(5．06～4．97)／4．97=1．8％，表明該系統較好地實現了穩壓。

4 結束語

    本文介紹了基于控制集成芯片SG3525的推挽式DC—DC直流變換器的系統結構設計方案，特別適用于低壓輸入的場合。整個系統所占用的PCB板面積很小，可直接做在單板系統上， 為絕大多數單板系統提供足夠的電能。經實驗證明，它結構簡單，性能可靠，成本低廉，而且重量輕、體積小，具有很大的實用潛力。