儀表放大器通常用于在高共模電壓場合放大一個小的差分信號，有些應用要求高精度放 大器具有超低失調和漂移、低增益誤差和高共模抑制比(CMRR)。
本文建議設計人員考慮 使用自動歸零放大器來達到上述應用的要求。 自動歸零放大器具有低電壓失調、漂移，提供較高的增益和共模抑制比。但這類放大器有一個缺點：在自動歸零頻率及其倍頻上存在明顯的噪聲。自動歸零頻率位于典型儀表 放大器的有效帶寬以外。有些應用中，儀表放大器的輸出直接連接到模/數轉換器(ADC)，這些噪聲會直接影響系統的性能。 本應用筆記介紹了一種簡單的濾波技術，用來降低自動歸零噪聲，能夠以最少的外圍元件配合自動歸零儀表放大器實現一個新穎的間接電流反饋架構。
儀表放大器的典型應用
儀表放大器在醫療系統中最流行的一種應用是心電監護儀(ECG)，這種監護儀利用與人體皮膚相接觸的傳感器監測心率。ECG 傳感器成對使用，檢測非常弱的差分信號，通常只有幾百微伏到幾個毫伏，并伴隨有較大的失調電壓。例如，病人的左、右臂之間的失 調電壓可能達到200mV。差分交流信號通過具有高直流共模抑制比的儀表放大器放大， 放大電路還采用了高通濾波器，以消除不同傳感器所產生的不同直流成分。
由于儀表放大器通常放置在整個放大鏈路的第一級，要求具備高輸入阻抗和高CMRR。另外，由于輸入差分信號處于亞毫伏級，放大器需要在標準的0.05Hz 至150Hz 帶寬內提 供高增益。整個模擬鏈路的增益通常在1000 倍，因此，第一級儀表放大器的增益最好 在20 至100 范圍內?？紤]到高增益的需求，必須盡可能降低輸入失調電壓(VOS)，以確 保足夠的輸出動態范圍。
抑制鄰近設備及電力線的50Hz/60Hz 噪聲是ECG 設計的基本要求，因此，儀表放大器在 50Hz/60Hz 頻率處具有高CMRR 和電源抑制比(PSRR)成為一個影響設計的關鍵因素。最 后，帶有關斷功能的低功耗器件也是許多便攜式ECG 系統設計的基本需求。
間接電流反饋架構
作為一種新型儀表放大器，Maxim 擁有專利的間接電流反饋架構*與傳統的三運放架構 (圖1)相比具有一些重要優勢。關于間接電流反饋架構的詳細內容，請參考Maxim 網站。
圖1. 傳統的三運放儀表放大器結構，虛線內的電阻是器件的外部電阻。
圖2 是MAX4209 采用的新型間接電流反饋架構。
圖2. MAX4209 間接電流反饋儀表放大器
圖2 中的A 和B 分別是兩個跨導放大器，從它們的差分輸入電壓產生輸出電流，并對共模輸入信號進行抑制。C 為高增益放大器，通過R1 和R2 提供負反饋。負反饋環路強制放大器A 和B 的兩個差分輸入端相等。因此，放大器輸出和差分輸入VIN 的關系如下：
VOUT = VIN × (1 + R2/R1)
其中：VIN = VIN+ VIN
與傳統方案相比，這種間接電流反饋架構有兩個重要優點：
輸入共模電源在第一級即被抑制掉，使得儀表放大器可以采用單電源供電并可在整個增益范圍內處理零電位或負電位檢測。
放大器增益通過兩個內部匹配電阻設置，大大提高了增益精度。
自動歸零放大器的基本原理
為了連續校準放大器的失調電壓，自動歸零放大器用一個“零”放大器并聯在信號路徑 上，內部振蕩器工作在自動歸零頻率(fC)，典型值為幾十kHz。工作過程分為兩個階段，如圖3 所示。自動歸零階段：兩個開關都置于1，電容(C1)充電到歸零放大器(A2)的失 調電壓。主放大器(A1)的失調電壓(由C2 保持)通過NULL 引腳校準。放大階段：兩個開關都置于位置2；C1 保持歸零放大器的失調電壓(已經通過NULL 引腳校準)；A1 的失調 電壓由A2 測量并保存在C2 上。
圖3. 自動歸零放大器的基本工作原理圖
自動歸零放大器組成了一個數據采樣系統，由此會產生采樣或自動歸零頻率fC 與信號頻率(fS)的和與差。為避免混疊失真，信號帶寬限制在fC 的一半以下。
自動歸零技術能夠使放大器大大降低輸入失調電壓 VOS，降至幾個微伏，失調電壓漂移達到每攝氏度幾十分之一微伏。如果fC 比噪聲截止頻率高很多，1/f 噪聲仍然可以被抑 制掉。理論上，自動歸零放大器不存在1/f 噪聲，但是，斬波操作在較寬頻帶內增大了 輸出白噪聲。
降低自動歸零頻率附近的噪聲
MAX4209 是一個間接電流反饋儀表放大器，由于內置自動歸零電路，具有非常高的直流 精度。在有些應用中，MAX4209 的輸出直接連接到ADC，濾除其輸出噪聲可有效改善系統性能。輸出噪聲是由寬帶白噪聲和自動歸零頻率fC 以及其倍頻處的毛刺組成。特別是在ADC 的采樣頻率與自動歸零頻率fC 之差落在有效頻帶時，引入這個濾波器更為重 要。本文給出的測試結果采用的是固定增益為100 的MAX4209H，器件的信號帶寬為7.5kHz， fC 約為45kHz。由放置在放大器OUT 和FB 引腳間的外置電容(C)和內部電阻(R2)并聯構 成一階低通濾波器，濾波器的極點由C 和R2 決定，MAX4209H 內部的R2 是99kΩ，圖4 為噪聲測量電路。
圖4. MAX4209 噪聲測量電路
圖5 和圖6 為輸入參考噪聲曲線，包括三種不同測量：沒有外部電容C、C = 1nF 和C = 10nF 的情況。沒有電容C 時，-3dB 帶寬僅受限于MAX4209H (信號帶寬為7.5kHz)。
圖5. 無反饋電容、電容等于1nF 和10nF 時，MAX4209H 輸入參考噪聲密度曲線
圖6. 無反饋電容、電容等于1nF 和10nF 時，MAX4209H 輸入參考噪聲的RMS 值
設計人員需要根據具體應用在所要求的噪聲抑制和信號帶寬限制之間進行折衷。下表歸納了沒有外接電容、C = 1nF 和C = 10nF 條件下的折衷選擇。
有些應用中，如果對噪聲抑制有更高要求，可以采用比反饋電容更多的外部濾波元件， 在放大器輸出端連接一個簡單的RC 低通濾波器可以提供更高的噪聲衰減。圖7 和圖8 給出了用RL = 39Ω、CL = 760nF 作為輸出低通濾波器時的輸入參考噪聲曲線。對應這 些元件值，RC 濾波器的極點在5kHz 附近，在45kHz 自動歸零頻率fC 處提供大約18dB 的衰減。
圖7. 外接RC 輸出濾波器和不同反饋電容情況下，MAX4209H 的輸入參考噪聲密度曲線
圖8. 外接RC 輸出濾波器和不同反饋電容情況下，MAX4209H 輸入參考噪聲的RMS 值
結論
對于高共模電壓下放大微弱輸入信號的應用，儀表放大器必須保持極低的失調電壓、漂 移和極高的增益精度以及高CMRR。自動歸零的間接電流反饋放大器能夠滿足這些性能需 求，但會增大輸出噪聲。本文通過一個非常簡單的方法(即增加一個外置電容或最多3 個外置元件)，可有效降低間接電流反饋放大器MAX4209 的噪聲。