在滿足宏蜂窩基站性能要求的前提之下，集成度究竟能夠達到多高? 工藝技術仍然限定某些重要的功能部件必須采用特殊工藝來制造：在射頻(RF) 領域采用GaAs 和SiGe 工藝，高速ADC 采用細線CMOS 工藝，而高品質因數(High-Q) 濾波器則無法采用半導體材料很好地實現。此外，市場對于提高集成度的需求并沒有停止。

考慮到上述問題，凌力爾特決定采用系統級封裝(SiP) 技術來開發占板面積約為1/2 平方英寸(僅剛剛超過3cm²) 的接收器。接收器的邊界處有50Ω RF輸入、50Ω LO 輸入、ADC 時鐘輸入及數字ADC 輸出。該邊界留待增加低噪聲放大器(LNA) 和RF 濾波，用于輸入、LO 和時鐘發生，以及數字輸出的數字處理。在15mm x 22mm 封裝內是一個采用SiGe 高頻組件、分立無源濾波和細線CMOS ADC 的信號鏈路。

本文將對LTM^®9004 微型模塊(µModule^®) 接收器(一款直接轉換接收器) 進行設計分析。

設計目標

設計目標是通用移動通信系統(UMTS) 上行鏈路頻分雙工(FDD) 系統，特別是處于工作頻段I 的中等覆蓋范圍基站(詳見3GPP TS25.104 V7.4.0 規范)。對于接收器而言，靈敏度是一個主要的考慮因素，輸入信噪比(SNR) 為-19.8dB/5MHz 時，所要求的靈敏度≤-111dBm。這意味著接收器輸入端的有效噪聲層必須≤-158.2dBm/Hz。

設計分析：零IF 或直接轉換接收器

LTM9004 是一款采用了I/Q 解調器、基帶放大器和雙通道14 位125Msps ADC 的直接轉換接收器(如圖1所示)。LTM9004-AC 低通濾波器在9.42MHz頻率下具有一個0.2dB 的拐角，從而允許4 個WCDMA 載波。LTM9004 可與RF 前端一起使用，構成一個完整的UMTS 頻段上行鏈路接收機。RF 前端由一個雙工器以及一個或多個低噪聲放大器(LNA) 和陶瓷帶通濾波器組成。為最大限度地減低增益和相位失衡，基帶鏈路采用了一種固定增益拓撲結構。因此，在LTM9004 之前需要布設一個RF 可變增益放大器(VGA)。這里給出了此類前端的典型性能示例：

l   接收(Rx) 頻率范圍：1920MHz 至1980MHz

l   RF 增益：15dB (最大值)

l   自動增益控制(AGC) 范圍：20dB

l   噪聲指數：1.6dB

l   IIP2：+50dBm

l   IIP3：0dBm

l   P1dB：-9.5dBm

l   20MHz 時的抑制：2dB

l   發送(Tx) 頻段上的抑制：96dB

圖1：在LTM9004 微型模塊接收器中實現的直接轉換架構

考慮到RF 前端的有效噪聲影響，由LTM9004 所引起的最大可容許噪聲必須為-142.2dBm/Hz。LTM9004 的典型輸入噪聲為-148.3dBm/Hz，由此計算出的系統靈敏度為-116.7dBm。

通常，此類接收器可受益于ADC 之后的某些數字化信號之DSP 濾波。在這種情況下，假設DSP 濾波器是一個具有α = 0.22 的64 抽頭RRC 低通濾波器。為了在出現同信道干擾信號的情況下工作，接收器在最大靈敏度下必須擁有足夠的動態范圍。UMTS 規范要求最大同信道干擾為-73dBm。請注意，對一個具有10dB 峰值因數的已調制信號而言，在LTM9004 的IF 通帶之內，-1dBFS 的輸入電平為-15.1dBm。在LTM9004 輸入端，這相當于-53dBm，或者-2.6dBFS的數字化信號電平。

當RF 自動增益控制(AGC) 設定為最小增益時，接收器必須能從手機中解調出預計所需的最大信號。這種要求最終將LTM9004 必須提供的最大信號之大小設定在-1dBFS 或其以下。規范中所要求的最小路徑損耗為53dB，且假定手機的平均功率為+28dBm。那么在接收器輸入端，最大信號電平即為-25dBm。這等效于-14.6dBFS 的峰值。

UMTS 系統規范中詳細說明了幾種阻斷信號。在存在此類信號的情況下只允許進行規定了大小的減敏，靈敏度指標為-115dBm。其中的第一種是一個相距5MHz的相鄰信道，其電平為-42dBm。數字化信號電平的峰值為-11.6dBFS。DSP 后處理將增加51dB 抑制，因此，這個信號在接收器輸入端相當于一個-93dBm 的干擾信號。最終的靈敏度為-112.8dBm。

而且，接收器還必須與一個相隔≥10MHz 的-35dBm 干擾信道競爭。μModule 接收器的IF 抑制將使這個干擾信道衰減至相當于峰值為-6.6dBFS 的數字化信號電平。經過DSP 后處理，其在接收器輸入端上相當于-89.5dBm，最終的靈敏度為-109.2dBm。

另外，還必須考慮到帶外阻斷信號，但這些帶外阻斷信號的電平與已經討論過的帶內阻斷信號相同。

在所有這些場合中，LTM9004 的-1dBFS 典型輸入電平均遠遠高于最大預期信號電平。請注意，已調制信道的峰值因數將大約在10dB ~ 12dB，因此，在LTM9004 的輸出端上，其中最大的一個將達到約6.5dBFS 的峰值功率。

最大的阻斷信號是-15dBm 連續波(CW) 音調(超過接收頻段邊緣≥20MHz)。RF 前端將對這個音調提供37dB 抑制，因此，它出現在LTM9004 的輸入端時將為-32dBm。此時，這種電平值的信號仍然不允許降低基帶μModule 接收器的靈敏度。等效的數字化電平峰值僅為-41.6dBFS，因此對靈敏度沒有影響。

另一個不想要的干擾信號功率源來自發送器的泄漏。因為這是一種FDD 應用，所以此處描述的接收器將與一個同時工作的發送器相耦合。該發送器的輸出電平假定為≤+38dBm，同時“發送至接收”的隔離為95dB。那么，在LTM9004 輸入端上出現的泄漏為-31.5dBm，相對于接收信號的偏移至少為130MHz。等效的數字化電平峰值僅為-76.6dBFS，因此不會降低靈敏度。

直接轉換架構的一個挑戰是二階線性度。二階線性度不理想將允許任何期望的或不期望的信號進入，這將引發基帶上的DC 失調或偽隨機噪聲。如果這種偽隨機噪聲接近接收器的噪聲電平，那么上面詳細討論過的那些阻斷信號將降低靈敏度。在這些阻斷信號存在的各種情況下，系統規范都允許靈敏度降低。按照系統規范的規定，-35dBm 阻斷通道可以使靈敏度降至-105dBm。如我們在上文中看到的那樣，這種阻斷信號在接收器輸入端上構成了一個-15dBm 的干擾信號。LTM9004 輸入所產生的二階失真大約比熱噪聲低16dB，結果，預測的靈敏度為-116.6dBm。

-15dBm 的CW 阻斷信號還將導致二階分量；在這種情況下該分量是一個DC失調。DC 失調是不希望有的，因為它減小了A/D 轉換器能夠處理的最大信號。一種減輕DC 失調影響的可靠方法是，確保基帶μModule 接收器的二階線性度足夠高。在ADC 的輸入端，由于這一信號所產生的預測DC 失調<1mV。

請注意，系統規范中并不包括發送器泄漏。所以，因這一信號產生的靈敏度下降必須保持在最低限度。發送器的輸出電平假定為≤ +38dBm，與此同時，“發送至接收”隔離為95dB。LTM9004 中產生的二階失真導致的靈敏度損失將<0.1dB。

在規范中對于三階線性度僅有一個要求。這是在存在兩個干擾信號的情況下，靈敏度不得降至低于-115dBm。這兩個干擾信號是一個CW 音調和一個WCDMA 信道，它們的大小均為-48dBm。這些干擾信號均以-28dBm 的大小出現在LTM9004 的輸入端。它們的頻率與期望的信道相隔10MHz 和20MHz，因此，三階互調分量將位于基帶上。此時這個分量仍然以偽隨機噪聲的形式出現，因而致使信噪比降低。LTM9004 中產生的三階失真比熱噪聲層大約低20dB，預計的靈敏度下降值<0.1dB。

測量性能

通過采用圖2 中示出的評估板，LTM9004-AC獲得了優異的測試結果(如圖3 和4 所示)。測試裝置包括兩個用于RF 和LO 的Rohde & SchwarzSMA 100A 信號發生器以及一個用于ADC 時鐘和TTE 嵌入式濾波器的Rohde & Schwarz SMY 01 發生器。

圖2：設計一款完整接收器所需的外部電路極少

圖3：單音調FFT

圖4：基帶頻率響應

采用5V 和3V 電源時，LTM9004-AC 的總功耗為1.83W。其AC 性能包括72dB/9.42MHz SNR 和66dB SFDR。

結論

LTM9004 不但擁有UMTS 基站應用所需的高性能，而且還提供了對于緊湊型設計而言必不可少的小尺寸和高集成度。通過運用SiP 技術，這款μModule 接收器可采用以最優工藝(SiGe、CMOS) 制作的組件及無源濾波器元件。