(2) uin > 0, iLf < 0
在[t1～t2]時段內，uin >0, iLf <0，此時開關管S1b、S2b恒通，S1a、S2a高頻互補開通，正向Boost型DC/DC直流變換器工作，其兩種開關模態如圖4所示。
當開關管S1a開通、S2a關斷時，電感電流iLf經電感Lf、輸入電源uin、交流開關管S1流通，如圖4(a)所示；當開關管S1a斷開，S2a開通時，電感電流iLf經電感Lf、輸入電源uin、電容Cf和負載、交流開關管S2流通，如圖4(b)所示。
(3) uin < 0, iLf < 0
在[t2～t3]時段內，uin <0, iLf <0，此時開關管S1a、S2a恒通，S1b、S2b高頻互補開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作，如圖5所示。
當開關管S1b導通，S2b斷開時，電感電流iLf經電感Lf、輸入電源uin、交流開關管S1流通，如圖5(a)所示；當開關管S1b斷開，S2b開通時，電感電流iLf經電感Lf、輸入電源uin、電容Cf和負載、交流開關管S2流通，如圖5(b)所示。
(4) uin< 0, iLf > 0
在[t3～t4]時段內，uin<0, iLf >0，此時開關管S1a、S2a恒通，S1b、S2b高頻互補開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作，如圖6所示。
當開關管S1b導通，S2b斷開時，電感電流iLf經電感Lf、交流開關管S1、輸入電源uin流通，如圖6(a)所示；當開關管S1b斷開，S2b開通時，電感電流iLf經電感Lf、交流開關管S2、電容Cf和負載、輸入電源uin流通，如圖6(b)所示。
3 控制策略
通過對單相Boost型AC/AC交流變換器的工作原理的分析可知，無論電感電流方向如何，開關管的工作模態只與輸入電壓的極性有關。當uin > 0時，開關管S1b、S2b恒通，S1a、S2a高頻互補開通, 正向Boost型DC/DC直流變換器工作；當uin < 0時，開關管S1a、S2a恒通，S1b、S2b高頻互補開通，反向Boost型DC/DC直流變換器工作。由此可得單相Boost型AC/AC交流變換器的控制框圖，如圖7所示。
輸入電壓經采樣后，由過零比較器得到輸入電壓uin的極性信號SP1，SP1反相得到信號SN1; 輸出電壓uo的反饋采樣信號uo_f與基準輸出電壓uo_ref比較，經PI調節后得到電壓誤差信號ue，ue與三角波進行比較，得到高頻PWM控制信號SP2，SP2反相后得到控制信號SN2; SP1、SN1分別與SP2、SN2進行邏輯或調制，得到開關管S1a、S1b、S2a、S2b的控制信號K1a、K1b、K2a、K2b。
4 仿真與實驗
為了驗證Boost型 AC/AC交流變換器理論分析的正確性和控制策略的可行性，對該變換器進行了仿真與實驗研究。
4.1仿真波形
仿真參數如下：輸入電壓的有效值Uin=110 V，基準輸出電壓的有效值Uo_ref =220 V，開關管采用理想器件；輸入電壓頻率為50 Hz；開關頻率為50 kHz；電感Lf =500 μH，電容Cf =10 μF。
開關管S1a、S1b、S2a、S2b的控制信號K1a、K1b、K2a、K2b的仿真波形如圖8(a)所示；圖8(b)中是交流開關管S1兩端電壓uS1、輸入電壓uin和輸出電壓uo的仿真波形，其中uo和uin相位相同，交流開關管S1兩端的電壓uS1是以輸出電壓uo為包絡線的高頻脈沖序列。
4.2實驗波形
制作了一臺實驗原理樣機，開關管采用MOSFET IRFP460PL，實驗參數為：輸入電壓的有效值Uin=110 V，基準輸出電壓的有效值Uo_ref =220 V；輸入電壓頻率為50 Hz；開關頻率為23 kHz；電感Lf =900 ?H，電容Cf =4.4 ?F。實驗波形如圖9所示。
圖9(a)為開關管控制信號K1a、K1b、K2a、K2b的實驗波形；圖9(b)為輸出電壓uo和交流開關管S1兩端電壓uS1的實驗波形；圖9(c)為輸入電壓uin和輸出電壓uo的實驗波形?？梢?，輸出電壓uo和輸入電壓uin相位一致；交流開關管兩端電壓uS1是高頻電壓脈沖序列，其包絡線為輸出電壓uo。
5 結論
單相Boost型AC/AC交流變換器可看成正反兩個Boost型DC/DC直流變換器的組合，通過對輸入電壓的極性判斷，并結合輸出電壓誤差放大信號與三角載波的比較結果，可確定各開關管的工作狀態。該變換器具有結構簡單、控制容易等優點。仿真和試驗結果驗證了理論分析的正確性及控制策略的可行性。