0 引言
LED 的發光效率目前已經達到并且正在超過熒光燈.HID 燈等傳統光源的水平，在通用照明領域將逐漸成為主流光源.由于LED 照明光源具有高光效.長壽命.節能環保，耐用等優點，近年來LED 應用以及驅動已經成為研究熱點.在相同工作電壓下，LED的正向導通壓降因受工藝離散性的影響而呈現出一定的差異，所以恒流驅動是白光LED 的最佳選擇.目前的電流控制方式主要有峰值電流控制，滯環控制，平均電流控制，和固定導通時間控制（COT）等控制方法.主流的峰值電流控制存在平均電流和峰值電流不一致的問題；且當電路占空比大于0.5時，有次諧波震蕩現象，需要增加斜坡補償電路，因此增加了電路復雜性.平均電流模式能精確控制平均電流，但是控制方法實現復雜，且仍需斜坡補償電路.滯環電流控制模式中，LED的平均驅動電流值由內設閾值Imax和Imin決定，不存在類似于峰值電流控制模式問題，能較好地解決峰值電流控制的缺點，且無需額外斜坡補償電路，電路結構簡單.滯環控制具有自穩定性.動態響應迅速等優點，應用廣泛.
有人設計的滯環電路，結構簡單，穩定性好，但無調光電路設計.有人提出一種滯環跟蹤控制電路，對電路進行仿真與理論分析，但電路無調光功能，且主電路為傳統的降壓電路，MOS 管驅動設計困難.此外電路還采用D觸發器限制頻率抖動范圍，但同時也限制了電路的帶負載能力，且瞬態響應變差.
本文在基礎上，采用新的降壓電路，去掉了D 觸發器，設計了一款帶有數字PWM 調光的LED 驅動電路.
1 原理與設計
1.1 工作原理
本文設計的滯環LED 驅動電路由主電路.電流檢測電路，滯環控制電路三個部分組成.當MOS 管導通時，續流二極管D截止，電感L 電流上升，取樣電阻Rs兩端電壓差值變大，將此電壓差值通過差分放大電路，反饋至滯環控制電路，與滯環控制電路設定的閾值電壓VH或VL相比較.如圖1所示，當電壓達到滯環控制系統的電壓的上限值VH 時，比較器輸出電平翻轉，關斷MOS管，由于電感電流iL 不能突變，此時感應出一個反向電壓，續流二極管D導通.電感放電，當放電至電壓低于滯環控制系統的電壓的下限VL 時，比較器電壓翻轉，MOS 管導通，循此反復，限制了電感電流的峰值和谷值，從而達到了控制LED電流平均值.
1.2 電路分析滯環控制的LED 驅動電路主要由主電路，電流檢測電路，滯環控制電路，以及數字調光電路組成.如圖2中主電路由RS,電感L,續流二極管D,開關器件MOS,以及負載LED.Vi為輸入電壓，RS為檢測電阻.電路穩定時，忽略續流二極管與Rs的導通壓降可得：
式中：Vi 為輸入電壓，Vo 為LED 兩端電壓，Ton 為導通時間，Toff為關斷時間.
由式（1）可得：
電流檢測電路為高邊電流檢測電路[5-7],滯環控制電路為電路的核心.有人分析了電流檢測電路以及滯環跟蹤電路，并進行了仿真分析.
將滯環控制電路的輸出邏輯信號與數字調光信號相與，可得到調制的PWM 調光信號，控制MOS 管的導通與截止，實現數字PWM調光.
2 實驗
2.1 關鍵點波形測試
在上述分析的基礎上，設計了實驗電路進行驗證，電路參數為：RS取0.5 Ω，電感L的值為220 μH,續流二極管為SS34,開關MOS管選用IRFR024,電流檢測器采用LM358通用運放，比較器選用LM393,與非門用74HC00,MOS 驅動選用UCC27524D,R1=R2=4.7 kΩ，R3=R4=47 kΩ，R7=500 Ω，R6采用3個200 Ω電阻并聯，R5=910 Ω.
圖3（a）所示為實驗電路占空比較大時，通過LED電流iRS 與MOS 管門極電壓VGS 波形圖.圖3（b）為占空比較小時，通過LED電流iRS與MOS管門極電壓VGS波形圖.通道1為電流探頭測得通過LED的電流波形，通道2為MOS管門極電壓VGS波形.
由圖3（a）.圖3（b）可知iRS 電壓在一個最大值與最小值之間滯環變化，VGS 從最大占空比與最小占空比之間變化.該圖形表明，該滯環電路能穩定iRS平均電壓，即穩定輸出電流Iled.且占空比變化范圍大，能適應大范圍輸入電壓變化或輸出負載變化的場合.圖4為調光信號占空比為0.5時的電路的工作波形圖，通道1的波形為加入調光信號后輸出的電流波形圖.通道2為頻率300 Hz 脈寬從1%~99%可調的PWM 數字調光信號.
2.2 實驗數據測試與分析
圖5數據圖形為分別對1顆1 W,3顆1 W,5顆1 W的電路進行輸入電壓，輸出電流的數據測試圖.由圖可知電路滯環控制跟蹤性能好，能較好的穩定電流較好.
輸入電壓與輸出電流幾乎呈現線性比例關系，輸入電壓升高輸出電流緩慢增大.主要原因可能為占空比變化范圍較大，電路條件改變導致的反饋環路的穩定性變差以及電路的固有延時.由設定參數可得平均電流為360 mA.實測效果為330 mA左右，主要為差分放大電路的4個差分放大電阻匹配不精準，導致放大倍數與理論值有差異，此外放大倍數還與運放的放大帶寬有關.
表1的測試結果表明，在常溫條件下，對1顆燈珠在20 V 輸入時，300 Hz PWM 數字調光信號占空比D 從0.1%變化到99.9%的輸出電流測試結果中，電流與占空比在5%~95%之間基本成線性關系，每5%增加20 mA左右的電流，調光效果好.其中測試占空比為2%~3%或96%~99%時電流出現反?，F象，其主要原因為，電路一般要3~4個正常的開關周期才能正常工作，所以當占空比過小時，電路還沒有正常工作MOS-FET 門極電壓又變為低電平關閉了.當占空比太大時，MOS-FET 門極電壓為低電平時，電路還沒有正常關斷下一個導通時間又到了，導致電路又開啟，所以電流出現反?，F象.
3 結語
研究設計了一種高邊電流檢測的滯環控制的LED驅動電路.電流滯環控制方式解決了電流峰值控制中峰值電流與平均電流不一致的問題，并且沒有峰值電流控制中出現的占空比大于0.5時次諧波震蕩現象，故無須斜坡補償電路，電路結構相對簡單.能適應寬范圍類電壓輸入以及較大范圍負載變化的場合.且電路實現了數字PWM調光，實驗測試結果表明電路性能穩定，調光效果好，無閃爍，電流平滑變化，能適應需要智能調光的場合，符合節能的要求以及可以用在原邊反饋，次級輸出電壓波動較大的無光耦反饋的廉價場合.