1 引言
按一般原理，比較器將輸入信號進行比較，得到數字邏輯部分能夠識別的數字信號[1]。 它是A/D 轉換器的核心單元，其精度、速度等指標直接影響整個A/D 轉換器的性能。在轉換器中通常采用比較器級聯的結構，這種結構能夠提高速度、保證分辨率、降低延時和功率 消耗，同時它對輸入電壓范圍、輸入電阻以及電路面積也有很大的影響。此外，由于器件失 配、電壓范圍受限制等影響精度的因素的存在，引入失調校準技術則是必不可少的步驟[2-8]。
就一個速度為 1MS/s、10-bit 的逐次逼近型A/D 轉換器來說，其比較器的精度要求至少應達到1/2LSB，即0.5mV，轉換速率在10MHz 以上[2]。考慮到設計余量，本文所論及的比 較器能夠分辨0.2mV 的電壓，速度能達到20MHz，而功耗僅為8μW，其能滿足嵌入式A/D 轉換器高精度、中速，低功耗之性能要求的優勢顯而易見。 在本文中，我們首先介紹比較器的基本結構，稍后再對比較器各級的具體電路加以分析， 最后給出結果分析。
2 電路結構分析
級聯結構的比較器逐級放大輸入信號，使之放大到數字電路可以識別的幅度。這樣就可 以避免由于比較器增益過大而引起的運行不穩定現象。但是，對于一個逐次逼近型的A/D 轉換器，為保證一定的速度，比較器級聯的個數m 也要符合一定的規則。
利用公式 m ≈ ln(1/ r)，最終得到m=6,其中r 是分辨率，這里就是1/1024[3]。比較器的恢復時間是制 約響應速度的一大因素，本設計中單級比較器的恢復時間為15ns，而級聯后為1ns，恢復時 間明顯縮短，且遠小于時鐘周期的一半，保證比較器可靠的工作。
本文設計的比較器，其前三級是帶有正反饋的差分放大器，它能夠迅速將輸入信號建立 到數字電路可以處理的幅度，而且它結構簡單，對中、高速比較器來說是較好的選擇[4]，而 與此相比，電路后三級則是簡單的反相器。
另一方面，為達到10-bit 的分辨率，比較器之間都采用了電容耦合，通過將貯存在電容 上的失調電壓與輸入疊加來消除失調電壓。本設計采用的是一種混合的失調校準技術，即它 同時使用了輸入失調校準（IOS）和輸出失調校準（OOS）技術。IOS 是通過組成單位增益 將失調電壓貯存在輸入耦合電容，而OOS 則是通過將輸入短接，把失調電壓存儲在輸出耦 合電容。對于相同的前置放大器，引用OOS 方法可以得到更小的剩余失調電壓，并且OOS 要比IOS 中的偶合電容小，但是，OOS 的方法通常對前置放大器的增益有著嚴格的控制， 而IOS 方法中所組成的反饋結構，能夠促使前置放大器進入工作區。因此，人們通常采用 兩種方法的多級結構[5]。
2.1 第一級比較器結構
為了減小比較器小信號輸出的建立時間，通常的規則是要求第一級比較器具備一定的增 益和足夠大的帶寬[3]。柵極交叉的正反饋可以很大程度的提高電路增益，但是為了更好達到 指標，本設計采用兩級運放構成的比較器。
結構如圖 1 所示， M1，M2 組成出入差分對，M5，M7，M6，M8 構成柵極交叉的、帶 有正反饋的負載，這樣的狀態可以提高電路的增益，而且M5 和M6 要比M7 和M8 的跨導 小，使得這個電路構成弱反饋。至于M3，M4，它們則構成第二級正反饋[6]。通過優化正反饋中M3~M8 的寬長比，還可以達到減小靜態電流，減小相應功耗的目的。
對其進行交流仿真，得到第一級的增益為 20dB，帶寬為62.5MHz，性能明顯優于一級 運放，驗證了選擇的正確性。
此外，第一級比較器只采用輸出失調校準技術（OOS），并且失調電壓是通過放大后存 儲在電容上的，在這種情況下，就很容易出現耦合電容飽和現象。為了防止這種結果的產生， 設計者必須要嚴格的控制第一級的增益[5]。由圖知，這一級比較器是通過兩級運放實現。那么首先計算第一級的直流電壓增益。假設
圖 3 為其仿真波形， 兩個輸入在時鐘為低電平時各為其值，當時鐘轉換成高電平時兩者相等。
2.2 第二級比較器的結構
比較器 2 與比較器1 的結構基本相同，差別只是在第一級運放的輸入和輸出之間加入了 開關。當控制時鐘為低電平時，比較器輸出與異端輸入端接，進行失調校準。 假設開關 S1,S2注入到電容上的電荷失配量為△Q ，C1=C2=C，則剩余的輸入失調 / OS V ∝ ΔQ C 由此可見，增大C 可以減小剩余失調電壓，但是，增大C 會延長復位和輸出建立時間， 而且會增大面積，于是我們折中考慮，選取C=544.5fF[5]。這一級放大器的增益為13。
2.3 第三級比較器的結構
該級比較器仍是由兩級運放構成。第一級運放通過采用柵極交叉的弱正反饋結構、優化 管子的寬長比，提高了原有電路的增益，但其代價是減小了帶寬。本級放大器的增益為730。 第二級運放使用鏡像電路形成單端輸出。
3 結果分析
3.1 整體仿真
本文所論及的比較器采用 SIMC 0.25μm CMOS 工藝模型，選取電源電壓為2.5V，時鐘 周期為250ns,并且使用Hspice 進行瞬態仿真。設定Vref=1.25V，Vin 每50ns 變化一次，分別為1.2498V，1.2502V，1.25V，1.2502V，1.2498V，其中當0～50ns 時鐘為高電平時，比 較器處于失調校準階段。仿真圖4：
3.2 功耗分析
整個比較器的瞬態電流值見圖 5，由圖可知，在時鐘信號跳變時，會給瞬態電流一個較 大的沖擊，因此降低時鐘的轉換速率可降低功耗。同時功耗是電壓和電流的乘積，降低電源 電壓也能達到降低功耗的目的。綜合考慮，本設計采用占空比為1/5、周期為250ns 的時鐘 信號和2.5V 的電源電壓。另外，本設計結構簡單，減少了有效MOS 管的數量，這也是降 低功耗的又一大因素。通過使用 Cadence 的計算工具的到平均電流為3.23μA，功耗為8μW。
4 結論
本文作者的創新點是，將六級比較器級聯，其中前三級是帶有柵極交叉正反饋的兩級運 算放大器，將信號迅速放大，縮短建立時間；整個電路結構簡單，所占面積??；經過綜合考 慮，本設計采用了周期為250ns 的時鐘信號和2.5V 的電源電壓，大幅度的減低功耗；引入 了輸入失調校準（IOS）、輸出失調校準（OOS）混合的校準技術和自清零技術，提高比較 器精度。該比較器滿足嵌入式10bit 逐次逼近A/D 轉換器高精度、中速、低功耗的性能要求。
