CMOS RRO: 具有雙通道反饋的 RISO
我們選擇用于分析具有雙通道反饋的 RISO 的CMOS RRO 為OPA734，具體情況請參閱圖 10.38。OPA734 是一款低漂移、低輸入失調電壓的運算放大器，其能在 +2.7V～+12V 的電壓范圍內工作。這種極低的漂移（0.05uV/C）加上其超低的初始輸入失調電壓（1uV），使 OPA734 成為了單電源應用中理想的參考緩沖放大器。由于這并非是軌至軌 CMOS 輸入放大器，因此，我們有必要觀察輸入電壓范圍的技術規范[（V–）–0.1V 至（V+）–1.5V]。
圖 10.38 CMOS RRO 運算放大器的技術規范
典型的 CMOS RRO 等效電路圖如圖 10.39 所示。從圖中可以看出，運算放大器的輸出端連接至 MOSFET 的漏極。這種漏極輸出運算放大器具備一個 Zo（同時具有阻性和容性的特點），要求我們運用某些相對于雙極發射極跟隨器略有不同的分析技術，如具有雙通道反饋的 RISO 電路示例。
圖 10.39 典型的 CMOS RRO 運算放大器拓撲結構
從圖 10
.40 中我們可以看出，CMOS RRO 參考緩沖電路的外觀與雙極發射極跟隨器示例中所采用的電路外觀一模一樣。在本應用示例中，我們采用電壓為 5V 的單電源，對 2.5V 的參考電路（該電路的電壓值低于輸入電壓范圍的技術規范[輸入電壓范圍：5V–1.5V =3.5V]）進行緩沖。由于為了獲得良好的穩定性，在高頻時 FB#1 和 FB#2 將提供所需要的反饋，因此，在 Vout 處，可獲取準確的參考電壓。Riso 將使兩條反饋電路單獨運行，互不干擾。
圖 10.40 具有雙通道反饋的 RISO：CMOS RRO
由于在本應用示例中，我們采用的是單電源，因此，我們將運用一些新技巧來獲取如圖 10.41所示的空載 Aol 曲線。首先，我們需要確保在開展 DC 工作點分析之后的 OPA734 輸出信號處于工作的線性區域。通常來說，由于運算放大器的飽和輸出信號并非處在工作的線性區域，因此，其未能提供恰當的 AC 性能。對于大多數運算放大器宏模型來說也是如此。在 DC 狀態時，LT 為短路而 CT 為開路。OPA734 的非反相輸入限制為 Vs/2 (2.5V)。因此，輸出將為 Vs/2 (2.5V)。如圖所示的 RL 接線方式，在運算放大器的輸出端不存在 DC負載。RL 以及 LT 為低通濾波器函數提供了一條 AC 通道。這樣，在反饋電路中，就可使 DC 處于短路狀態而 AC 處于開路狀態。務必提請注意的是，在進行 AC 分析前，SPICE 必須開展 DC 閉環分析，以找到電路的工作點。另外，RL 以及 CT 為高通濾波器函數提供了一條 AC 通道，這樣，使得我們能將 DC 開路電路和 AC 短路電路一起并入輸入端。而且，LT 和 CT 按大數值等級選用，以確保其在各種相關的 AC 頻率時，電路短路和開路情況下的正常運行。
圖 10.41 Aol 測試示意圖：CMOS RRO
從 Tina SPICE 仿真測量得出的 OPA734 Aol 曲線如圖 10.42 所示。測得的單位增益帶寬為 1.77MHz。
圖 10.42 Aol 測試結果：CMOS RRO
圖 10.43 由 Zo、CCO、 RCO、CL 改變 Aol 效應的 TINA 電路
現在，我們必須測量如圖 10.43 所示的 Zo（小信號 AC 開環輸出阻抗）。該 Tina SPICE 測試電路將測試空載 OPA734 的 Zo。請注意，由于我們測試的是單電源電路，因此將輸出信號調整至 Vs/2 (2.5V)，以確保運算放大器輸出電流的正弦波位于工作的線性區域。RL 以及 LT 為低通濾波器函數提供了一條 AC 通道。這樣，在反饋電路中，就可使 DC 處于短路狀態而 AC 處于開路狀態。由于 RL 限定在 Vout (2.5V) 和 Vs/2 (2.5V) 之間，所以 DC 工作點在輸出端顯示為 2.5V 或 Vs/2 伏，這也就是說，OPA734 沒有電流流入或流出。此時，通過運用 1Apk AC 電流發生器（我們能夠掃視 10mHz 至 1MHz 的 AC 頻率范圍），Zo 的測量工作能夠輕松完成。最后，得出測量結果 Zo = Vout（如果將測量結果的單位從dB轉換為線性或對數，Vout 也就是以歐姆為單位的 Zo）。
圖 10.44 Zo、開環輸出阻抗：CMOS RRO
從圖 10.44 中，我們可以看出，OPA734 Zo 是 CMOS RRO 運算放大器輸出級所獨有的特征。而且，這種輸出級的 Ro 在高頻時，處于支配地位。同時，Co 所呈現出的電容效應在頻率低于 92Hz 時，處于支配地位。
根據前面圖表的仿真測試結果，我們在圖10.45中構建了 OPA734 的 Zo 模型。RO 直接測得為 129 歐姆，fz 直接測得為 92Hz。根據測得的 fz 和 RO 數值，我們可以輕松地計算出 CO 的數值（為 13.4uF）。最終完成了如圖所示的 Zo 模型。
圖 10.45 Zo 模型：CMOS RRO
圖 10.46：Zo 外部模型：CMOS RRO
為了使 1/b分析的情況包含在?Zo 與 RISO、CL、CF 以及RF 之間相互作用的影響結果內，我們需將 Zo 從運算放大器的宏模型中分離出來，以便于弄清楚電路中所需的節點。這種構思如圖 10.46 所示。另外，U1 將提供產品說明書的 Aol 曲線，并從 Riso、CL、CF 以及 RF 的各種影響中得到緩沖。
通過如圖 10.47 所示的 Zo 外部模型，我們能夠測量 Zo 與 Riso、CL、RF 以及 CF 之間的相互作用對
1/b的影響。RO 和 CO 是我們在前一張圖表中測出的參數。GM2 將 U1（OPA734 運算放大器宏模型）從 Zo 外部模型中隔離開來。將 GM2 設置為 1/RO以保持適當的 Aol 增益，目的是與最初的 OPA734 運算放大器宏模型和產品說明書中的 Aol 相匹配。在 SPICE 進行 AC 分析前，其必須開展 DC 分析。因此，我們需確保擴展后的運算放大器模型，將具備正確的 DC 工作點而無需使 U1 達到飽和狀態。為此，我們在 CO 至 VO 之間添加了一條低頻通道。GMO 將由 RO 兩端的電壓控制（該電壓與 VOA 相匹配）。將 GMO 設置為 1/RL 以維持 DC 狀態時的綜合增益水平，目的是與最初的 OPA734 Aol 相匹配。另外，一只低通濾波器由RLP 和 CLP形成，并設置為 0.1*fLOW（fLOW 是相關的最低頻率）。將 RLP 設置為 1000*RO，以避免 RO 上出現負載或相互作用（影響），最終導致 Zo 傳輸函數發生錯誤。
圖 10.47 Zo 外部模型詳圖：CMOS RRO
首先，我們分析如圖 10.48 所示的 FB#1。請注意，由于我們只分析 FB#1，所以 CF 可視為處于開路狀態。接下來，我們將分析 FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的 1/b。分析結果如圖 10.48 所示，有關的公式推導和具體細節，請參閱圖 10.49。我們發現，當 fzx="107".49Hz 時，FB#1 1/b曲線上出現零點。低頻?1/b值為?4.5 或13dB，并由介于 CO 和 CL 之間的電容分壓器確定。如果改變電路以獲得增益，那么低頻?1/b值將大于1。
圖 10.48 FB#1 分析：CMOS RRO
圖 10.49 FB#1 1/b公式推導：CMOS RRO
FB#1b的公式推導如圖 10.49 左側所示。由于 1/b是b的倒數，所以?FB#1 1/b的計算結果可以輕而易舉的推導出來，具體推導過程，請參閱圖?10.49 右側。從圖中我們還發現，在b推導過程中的?pole, fpx 變成了 1/b推導過程中的?zero, fzx。
我們將采用如圖 10.50 所示的電路來開展 AC 分析：通過 Tina SPICE，找到 FB#1 的 1/b，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 電路的環路增益。
圖 10.50 FB#1 AC 電路分析：CMOS RRO
FB#1 1/b的結果標示在圖?10.51 中的?OPA734 Aol 曲線上。在環路增益為零的 fcl 處，我們發現，接近速率為 40dB/decade：
[（Aol 曲線上的 –20dB/decade） – （FB#1 1/??曲線上的?+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
為此，接近速率的歷史數據表明了存在不穩定性。而且，我們對 FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz，低頻 1/? = 13.09dB 的情況。從圖 10.51 中可以看出，我們的一階分析準確推算出了 FB#1 1/b的數值。
圖 10.51 FB#1 1/b 曲線：CMOS RRO
圖 10.52 FB#1 環路增益分析：CMOS RRO
從圖 10.52 中我們發現，只配置 FB#1 的電路環路增益分析顯示，在環路增益為零的 fcl 處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實了電路的不穩定性。通過觀察圖 10.51 中 Aol 曲線上的 FB#1 1/b標繪點，可推算出環路增益曲線上的極點和零點。
圖 10.53 FB#1 瞬態穩定性測試電路：CMOS RRO
如果我們有任何疑問，或如果只采用 FB#1 構建參考緩沖電路，此時，我們可運用圖 10.53 中的電路，進行實際的瞬態穩定性測試。