如圖 10.19 所示，里面會有一些主要的假設。我們將這些假設運用于幾乎所有的具有雙通道反饋的 RISO 電路中。首先，我們假設 CL>10* CF，這也就是說，在高頻率時，CL 早在 CF 短路前短路。因此，我們將短路 CL 以排除 FB#1，從而便于單獨分析 FB#2。另外，我們假設RF>10*Riso，這意味著作為 Riso 的負載，該 RF 幾乎完全失效。從圖 10.19 和圖 10.20 中具體的公式推導，我們可以看出，當 zero, fza = 19.41Hz（由 RF 和 CF 產生）時，FB#2 在原點擁有一個極點。由于在高頻時，CF 和 CL 同時處于短路狀態，所以 FB#2 高頻 1/b 部分即為Ro+Riso 與 Riso之間的比值。FB#2 1/b的公式推導請參閱下一張圖（圖?10.20），有關計算結果請參閱下圖。FB#2 高頻 1/b設置為?3.25dB 或 10.24dB、原點擁有一個極點以及當頻率為 19.41Hz 時的零點。
圖 10.19 FB#2 分析：發射極跟隨器
圖 10.20 FB#2 1/b公式推導：發射極跟隨器
FB#2b的公式推導如圖 10.20 左側所示。由于 1/b是b的倒數，所以?FB#1 1/b的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程請參閱圖?10.20 右側。從圖中我們還發現，在b推導過程中的?pole, fpa 變成了 1/b推導過程中的?zero, fza。
圖 10.21 FB#2 AC 電路分析：發射極跟隨器
為了檢驗 FB#2 的一階分析情況，我們可采用如圖 10.21 所示的 Tina SPICE 電路。再者，為了便于分析，我們將 CL 設置為 10GF，因此對各種相關的頻率而言，CL 都等同于短路狀態。但是，在開展 AC 分析前，仍允許 SPICE 查找到相應的 DC 工作點。
Tina SPICE 仿真的結果如圖 10.22 所示。FB#2 1/b曲線正如當?fza= 19.41Hz 以及高頻 1/b= 10.235dB 時，采用一階分析推算出來的結果一樣。另外，我們也繪制出 OPA177 Aol 曲線，以弄清楚在高頻率時，FB#2 將如何與其相交。
圖 10.22 FB#2 1/b曲線：發射極跟隨器
如果推算的 FB#1 和 FB#2 的疊加結果會產生所需的最終 1/b曲線，那么我們將通過如圖?10.23 所示的?Tina SPICE 電路，開展分析工作。我們還可通過 Tina SPICE 電路，繪制出 Aol曲線、最終的 1/b曲線以及環路增益曲線。
圖 10.23 最終環路增益分析電路：發射極跟隨器
從圖 10.24 中，我們可以看出，分析結果驗證了我們所推算的最終 1/b曲線。在環路增益為零的?fcl 處，推算的接近速率為 20dB/decade。
圖 10.24 最終 1/b曲線：發射極跟隨器
最終電路的環路增益相位曲線（采用 FB#1 和 FB#2）如圖 10.25 所示。相移從未下降至 58.77 度以下（如為當頻率為 199.57kHz時的情況），而且，在 fcl 處（頻率為 199.57kHz），相位裕度為 76.59 度。
圖 10.25 最終環路增益分析：發射極跟隨器
我們將采用圖 10.26 中的 Tina SPICE 電路，對我們的穩定電路進行最后的檢驗——瞬態穩定性測試。
圖 10.26 最終瞬態穩定性測試電路：發射極跟隨器
圖 10.27 中最終電路瞬態穩定性的測試結果符合我們其他所有的推算結果，從而研制出一款性能優良、運行穩定的電路。而且，我們可以信心十足的將這種電路投入量產，因為它不會發生故障或在實際運行中出現異常。
圖 10.27 最終瞬態穩定性測試：發射極跟隨器
圖 10.28 最終 Vout/Vin 傳輸函數電路：發射極跟隨器
通過圖 10.28 中的 Tina SPICE 電路，可驗證我們對 Vout/Vin 的推算是否正確。
從圖 10.29 中，我們可以看出，Vout/Vin 的測試結果與我們推算的一階分析結果一致，具體表現為：當頻率為 625.53Hz 時，單極點開始下降。而且，當頻率約為 200kHz（此時，FB#2 與 OPA177 Aol 曲線相交）時，出現第二個極點。
圖 10.29 最終 Vout/Vin傳輸函數：發射極跟隨器
圖 10.30 總結了一種易于使用的漸進式程序。這種程序輕松地將具有雙通道反饋的 RISO 電容性負載穩定性技術應用于雙極發射極跟隨器輸出運算放大器上。
1)測量運算放大器的 Aol
2)測量運算放大器的 Zo，并在圖上繪制出其曲線
3)確定 RO
4)創建 Zo 的外部模型
5)計算 FB#1 低頻 1/b：對單位增益電壓緩沖器而言，該值為 1
6)將 FB#2 高頻 1/b 設置為比 FB#1 低頻 1/b 高 +10dB（為獲得最佳的 Vout/Vin 瞬態響應并實現環路增益帶寬內相移量最少）
7)從 FB#2 高頻 1/b中選擇 Riso 以及 RO
8)從 CL、Riso、 RO 中，計算 FB#1 1/b fzx
9)設置 FB#2 1/b fza = 1/10 fzx
10)選擇具有實際值的 RF 和 CF，以產生 fza
11)采用 Aol、1/b、環路增益、Vout/Vin 以及瞬態分析的最終值，運行仿真以驗證設計的可行性
12)核實環路增益相移的下降不得超過
135 度（>45 度相位裕度）
13)針對低噪聲應用而言：檢查 Vout/Vin 扁平響應，以避免增益驟增Vout/Vin 中的噪聲陡升
圖 10.30 具有雙通道反饋的 RISO 補償程序：發射極跟隨器
圖 10.31 雙通道反饋和 BIG NOT
當運算放大器采用雙通道反饋回路時，有一種異常重要的情況需要避免，那就是“BIG NOT”。如圖 10.31 所示，存在能夠產生反饋回路的運算放大器電路（反饋回路導致了 BIG NOT），這可從包括有效 1/β 斜坡（從 +20db/decade 驟變為 –20dB/decade）的最終 1/β 曲線中看出。這種快速變化意味著在 1/β 曲線中存在復共扼極點，因此，也意味著在環路增益曲線中存在復共扼零點。當處于復合零點/復合極點的頻率時，復合零點和極點產生了 ±90 度的相移。同時，在復合零點/復合極點附近的相位斜坡在頻率發生位置的窄頻帶，可在 ±90 度至 ±180 度之間變化。出現復合零點/復合極點將在閉環運算放大器響應中導致增益的驟增。這種現象會造成負面的影響，尤其是對于功率運算放大器電路而言，更是如此。
圖 10.32 以圖表的形式創建 BIG NOT
讓我們回到圖 10.17 OPA177 Aol 曲線上的 FB#1 和 FB#2 標繪點，只要改變如圖 10.32 所示的 fza 的位置，就可輕而易舉的創建 BIG NOT。在 fcl 處，按照以往接近速率的情況，顯示這種電路的運行是穩定的——但是，果真如此么？
在圖 10.33 中，我們改變了同時用于分析 FB#1 和 FB#2 的 Tina SPICE 電路，以創建如圖 10.32 所示的 BIG NOT。將 CF 由 82nF 調整為 220pF，以便于將 fza 移到所需的 BIG NOT 創建位置。
圖 10.33 環路增益分析電路：BIG NOT
圖 10.34 1/b曲線：BIG NOT
BIG NOT 的 1/b曲線與?OPA177 Aol 曲線一起在圖 10.34 中標繪出來。在 fcl 處，出現了 20dB/decade 的接近速率。但是，請注意在 BIG NOT 1/b曲線中，斜率有一個急劇的變化——從?+20dB/decade 變為 –20dB/decade。然而，這種 1/b曲線的急劇變化并非是一件好事，為此，我們應質疑這種電路的穩定性。
圖 10.35 中 BIG NOT 電路的環路增益曲線表明相移幾乎達到了 180 度（當頻率為 1.034kHz時，大于 167 度），這意味著當頻率為 1.034kHz 時，我們僅與 180 度的相移相距約 13 度。同時，請注意觀察在這同一區域，環路增益是如何向下朝著零點環路增益急劇形成尖峰的。同樣，在 fcl 處，有著充足的相位裕度。但是，我們還是會問，這種電路運行穩定么？
圖 10.35 環路增益分析：BIG NOT
于是，假設我們在穩定性分析技巧方面毫無經驗（事實上并非如此），接著構建這款 BIG NOT 電路。我們期望了解實際應用中的瞬態穩定性會是如何開展的。通過圖 10.36 中的 Tina SPICE 電路，我們可以看到，如果我們將該 BIG NOT 電路投入量產，再將其投入實際的應用中，會產生什么結果呢？
圖 10.36 瞬態穩定性測試電路：BIG NOT
千萬不要告訴您的上司，我們將該電路投入了量產，否則情況會更糟糕?？蛻羰盏侥l送的、內置這種電路的設備后，發現有時向電路供電或當其他負載突然饋入該參考緩沖電路時，會出現奇怪和間歇性的問題。這是更新我們的歷史參數的適當時候嗎？盡管該電路不是振蕩器，但是，如圖 10.37 所示來自瞬態穩定性測試中過度的振鈴和很長的建立時間意味著電路處于穩定的邊緣上。根據 BIG NOT 出現的位置，振動器振鈴的持續時間和振幅更容易變得比本例所述的情況還糟。從電路板和系統層面來考慮，我們將這種電路定義為“不穩定”，尤其是當我們的分析工作未涵蓋實際應用中的寄生效應時，情況更是如此（這些寄生效應出現在 PCB 布局、組件容差、運算放大器參數容差以及組件和運算放大器參數的溫度變化等方面）。令人感到欣慰的是，我們只將該電路投入“虛擬”的量產，而相應的將我們的具有雙通道反饋的 RISO 應用到即將投入實際使用的電路。
圖 10.37 瞬態穩定性測試：BIG NOT