低噪聲放大器（Low-noise Amplifier，簡稱LNA）是處于接收機最前端的關鍵部件，廣泛應用于移動通信、雷達、電子對抗及遙控遙測系統。它的主要作用是放大天線從空中接收到的微弱信號，降低噪聲干擾，提高接收信號靈敏度，以供系統解調出所需的信息數據，其噪聲、線性和匹配等性能好壞直接影響到整個接收系統的性能，本文著重對實現增益可調和提高電路的線性度和穩定性、降低噪聲系數及改善電路的輸入/ 輸出匹配特性的方法進行了分析研究。

　　目前，低噪聲放大器的設計普遍采用CAD 的方法進行仿真，相對而言，先進設計系統（ADS）功能強大，簡明直觀，應用范圍較廣，本文使用ADS軟件，通過線性或非線性的操作模式對放大器電路進行模擬仿真。

　　接收機前端結構

　　在設計接收機時，應充分考慮它的容錯性，一旦某器件出現故障，系統仍能正常工作，一般用冗余設計的方法來保證其高可靠性。

　　如圖1 所示，當LNA 出現故障時，旁路開關的切換可以使輸入信號不經過LNA 而直接輸出，保證系統仍然能正常運行。本設計采用PIN 開關二極管HSMP-4890 實現旁路控制，在LNA 斷電的情況下，信號旁路，且通過控制模塊告警。再則，L N A 采用平衡結構，這樣，能保證輸入和輸出50 Ω阻抗匹配，并且比單級放大結構的截取點高3 dB，這種冗余結構也增強了系統工作的可靠性，一旦一路壞掉以后，LNA 仍能工作，只不過增益大概減小6 dB?？刂颇K控制旁路開關通斷，給LNA 提供電源，并且通過控制輸出端衰減達到調節增益的目的。

　　LNA 設計的技術指標：工作頻率825 MHz — 835 MHz；噪聲系數<1.8 dB；增益2 dB—12 dB，步進1 dB；旁通時插入損耗≤ 2.5 dB；輸出三階交調截取點OIP3>20 dBm；輸出1 dB 壓縮點P>10 dBm；回波損耗≥ 18 dB；最大工作電流≤ 120 mA。

　　關鍵器件選擇

　　ATF-54143 是一款高增益、寬動態范圍、低噪聲的E-PHEMT（增強模式偽形態高電子遷移率晶體管），只需要一個

正的電壓偏置，器件體積小，電路集成度高，特別適用于450 MHz — 6 GHz 頻段的通信系統。而且根據器件性能，在漏電流IDS為60 mA時能得到最高的三階截取點（IP3）和最低噪聲系數（NF），在漏電壓VDS為3 V 時，有較高的增益。同時選擇Xinger 1D1304-3，它是一款3dB，90度混合耦合器，具有在800 MHz — 1200 MHz 頻帶內插入損耗小，高隔離度等優點，特別適用于平衡結構的LNA設計。

　　考慮增益可調這部分，采用5 bit 數控衰減器HMC273（0.7 GHz — 3.7 GHz，1dB —31 dB 衰減范圍），只要控制低4 bit的輸入高低電平就能達到0 dB— 15 dB 衰減范圍，滿足了增益步進要求。

　　LNA 電路的設計

　　通常，在設計LNA 時主要考慮低噪聲系數（NF），足夠的增益和絕對穩定性，但在實際應用中，高截取點、供電電壓和低電流損耗也需要考慮。

　　直流偏置電路的設計

　　首先，以ATF-54143 的柵極電壓VDS 作為掃描參數對元件的靜態工作點（漏極電流IDS 和漏極電壓VDS）進行仿真。圖2 和圖3 分別為仿真圖和電路原理圖。再根據選定的VDS（3 V），IDS（60 mA），VGS（0.56 V）, 用公式（1）（2）（3）計算各偏置電阻值。

　　式中，IBB=2 mA 是設定流經R1 和R2 電阻分壓網絡的電流，Vdd=5 V 是供電電壓，經計算得出各偏置電阻值：R1=280 Ω，R2=1220 Ω，網R3=33 Ω。

　　穩定電路的設計

　　電路不穩定主要由3 個原因產生：晶體管內部的反饋回路，由外部電路產生的在晶體管外部的反饋支路，以及通帶外的多余的增益。絕對穩定意味著對于任何源端和負載端的阻抗，電路都不會出現不穩定的情況，通?？梢杂蒖ollett穩定因子來表示。絕對穩定的條件是：

　　改進方法之一是可以在晶體管的源端對地加上一小段微帶線，相當于電感性元件的負反饋，可以改善輸入回波損耗和低頻穩定度，提高線性度；同時在放大電路的輸出端可以加上π型阻性衰減器，對改善穩定性也很有效。

　　仿真證明，在源端作上述設計后K 值將在帶內大于1 。但要注意，在放大管源極添加傳輸線來穩定的方法是以犧牲放大器其他性能為代價的，同時過長的傳輸線增加了電路自激的可能性。為了尋求平衡，在實際設計PCB 時，將源端微帶線預留足夠的長度，調試時可根據實際情況調整其接地的長度，再將多余的帶線切斷除去。

　　匹配網絡的設計

　　輸入匹配網絡一般為獲得最小噪聲而設計，為接近最佳噪聲匹配網絡而不是最佳功率匹配網絡，而輸出匹配網絡一般是為獲得最大功率和最低駐波比而設計。由于本設計對LNA 增益的要求不是太高，所以設計匹配網絡時首先考慮噪聲系數。輸入匹配網絡由元件的最佳噪聲反射系數Topt為主來決定，以求得噪聲系數NF 降到最小，根據S 參量仿真得到的最佳噪聲系數匹配條件，利用ADS 提供的Smith 圓圖工具可以很方便地進行輸入輸出匹配網絡的設計。

　　可得出輸入高通網絡L1 為12 nH，C1 為5.6 pF，輸出高通匹配網絡L4為15 nH ,C4為3 pF 。

　　ADS 仿真

　　線性仿真

　　線性分析時可以用Touchstone 格式的兩端口S參量對晶體管進行建模，用基于4端口的Touchstone線性S 參數文件對混合耦合器建模，在此引用ATF-54143 的S2p 文件和1D1304-3 的S4p 文件。為了得到更切合實際的結果，傳輸線部分也采用ADS 庫中的微帶線模型。在對平衡結構LNA 的Sparams_wNoise仿真時，主要是調節微帶線的長度，以得到最佳匹配結果，本次板材采用介電常數為2.55 的聚四氟乙烯，介質厚0.8 mm，微帶線高18 μm，微帶線寬度用ADS 的LineCalc 工具計算，經過反復試驗得出結果如圖4 所示。

　　非線性仿真

　　諧波平衡（HB）仿真可用于得出1 dB 壓縮點P 和輸出三階截取點（OIP3）等非線性參數，兩者仿真設置的主要區別在于信號源的不同，前者信號源是P_1Tone，后者是P_nTone 提供調諧頻率信號，相應H B 仿真的設置也有不同。

　　仿真得到的P-1 dB為16.5 dBm，OIP3為32.2 dBm，結果比較理想，見圖5 所示。

　　PCB 制板

　　用DC-DC 轉換芯片將外部輸入電壓轉換為5 V，給晶體管提供偏置電壓。數控衰減器HMC273 放置在放大耦合輸出的近端，也需要5 V 電源供電，5管腳16 dB 衰減控制口直接置高電平，1 — 4 管腳連接外部輸入口；遠端放置π型阻性電路，可用于調節增益和增加電路穩定性。旁路與放大電路在輸出端用PIN 開關二極管HSMP-4890 連接，起隔離的作用，保證旁路插入損耗小。旁路和耦合器輸入端帶線均為1/4 波長，以保證相位匹配，使回波損耗最小。

　　繪制P C B 電路板時還須注意以下幾個方面：

　　（1）根據信號頻率，板材參數計算微帶線寬度，為了彌補實際和仿真的差別，一般不將阻抗值嚴格地設為50 Ω計算，而是偏高1 Ω— 2 Ω，調試中通過改變接地電容的量值和位置就可以得到較寬的電路參數調整范圍。

　?。?）預留出可調的電容位置，關鍵是放大器輸入輸出端。

　?。?）為了避免干擾，射頻微帶線之間以及普通信號線（控制HMC273 ）均避免鄰接，中間必須用地隔開。

　?。?）在射頻信號經過的帶線范圍內，底層電源線也盡量避免經過，可選擇耦合器中部穿過，以免改變阻抗，影響性能。

　　結束語

　　本文設計的平衡結構LNA 和利用開關二極管控制旁路提高了工作可靠性，并且用簡單靈活的方法實現了增益可調。測試結果表明，實際測得的LNA 技術指標能夠與仿真結果較好地吻合，E -pHEMT 管的低噪聲系數和高OIP3 使它在高動態范圍電路設計上具有很大的優勢。