引言
隨著通信與廣播電視業務的發展，無線電頻譜迅速、大量的被占用，頻道擁擠和相互間干擾日趨嚴重，為了能有效地利用無線電頻譜，減少相互間的干擾，信號監測業務隨之成為必要。調幅廣播信號監測系統是用于實時監測短波調幅廣播信號的調幅度、載波頻率的專用系統。
圖1為調幅廣播信號質量監測系統的系統框圖。本系統由數據采集模塊、總線控制模塊、數據處理模塊、上位機通信模塊組成。其工作方式為：輸入信號通過線性數控增益放大器后由A/D轉換器采樣，采樣后的數據由FPGA送入DSP進行數據處理，所得到的監測結果由FPGA通過PCI接口送入上位機。同時由DSP對采樣所得信號大小進行監測，通過FPGA對線性數控增益放大器的增益進行調整，使其輸出信號滿足系統測量要求。
算法和數字處理軟件
調幅廣播信號的特點是載波頻率相對穩定而調幅度實時變化，所以系統每監測一百次調幅度再監測一次載波頻率同樣可以達到監測信號的目的。系統所要監測的信號的帶寬小于10kHz，頻率范圍為1.5MHz~30MHz。若對信號進行過采樣，為保證測量精度則采樣頻率要達到240MHz，后續數據處理難度較大，所以系統選擇對信號進行欠采樣。采樣點數為N=4096。
調幅信號調幅度的計算公式如下：
其中m為調幅度，A為包絡上、下兩正峰間的幅度，B為包絡上、下兩負峰間的幅度。
本系統中先用頻域移相法求得A/D采樣后信號的Hilbert變換，然后取絕對值即可得到AM信號的上包絡。因為單音調幅信號的上、下包絡關于零軸對稱，所以只要得到上、下包絡其中之一就能根據式(1)求得調幅度。
設輸入信號為f(t)，則由采樣定理可知采樣前信號的頻譜F(w)和采樣后信號的頻譜FS(w)有如下關系：
設輸入正弦信號為：
則采樣后信號的頻譜為：
根據上式可知，信號的頻譜在w=wi-nW處有峰值。由下式可知只要計算出n值和通過傅里葉變換估計欠采樣后信號的頻率w，正弦信號的真實頻率wS就可準確求出。
輸入信號最高頻率為30MHz，系統選取最小公倍數為60MHz的兩個采樣頻率分別為fs1、fs2(fs1=60/264MHz=0.228MHz、fs2=60/261MHz=0.230MHz)對信號進行采樣，對采樣后的信號作FFT變換，與fs1和fs2相對應的頻率分別為f1=fs1×n1/N和f2=fs2×n2/N。由此可粗略的得到信號的載波頻率為：
進而為了達到1Hz的測量精度，必須進行頻譜細化。若要達到0.5Hz分辨率，則分析200Hz譜寬需要計算400點。在粗估計頻率的前后100Hz內進行頻率細化分析，分別對f1和f2作n1和n2周圍400點的DFT變換。變換后得到頻譜F1和F2，分別求出其幅度最大值對應的位置nF1和nF2，從而得到精估計的信號頻率值和：
根據式(6)可以列出兩組載波頻率的矩陣：
最后根據式(8)中最接近的兩個值fcn1和fcn2就可以計算出載波頻率值為：
根據上述算法可得到DSP中數據處理軟件的流程圖(圖2)。
FPGA邏輯設計
本系統中FPGA主要用來協調各個模塊間的數據傳輸，分別為A/D采樣數據到DSP的傳輸、DSP計算結果到PCI接口的傳輸以及數控增益放大器的增益控制。同時FPGA還為系統工作提供了必要的時鐘、復位信號、控制信號(圖3)。
器件選擇
A/D轉換器是整個監測系統的關鍵部件，它的性能往往直接影響整個監測系統的技術指標。當A/D有效位數大于12位時量化損失為0.0055dB，其對測量精度的影響可忽略不計。系統選用的A/D轉換器為ADI公司的AD9433。輸入AD9433的信號幅度要控制在一定的范圍內，否則會造成失真，甚至燒毀芯片，所以要在AD9433之前用運放對信號幅度進行調控。同時根據調幅廣播信號幅度實時變化的特點，要求所選擇的運放增益可變。基于上述要求系統選用ADI公司的線性數控增益放大器AD8320。
系統對信號采樣點數為N=4096，算法采用Hilbert變換解調求調幅度和欠采樣求載波頻率，所以每計算100次調幅度和1次載波頻率所需要的運算量大概為：
本系統選用ADI公司SHARC系列的ADSP-21262作為數據處理芯片。
根據ADSP-21262性能可估算出系統完成一次調幅度測量所需要的時間大概為800μs，完成一次載波頻率測量所需要的時間大概為10ms，可以滿足系統實時性要求。
在總線控制模塊中，系統選用Altera公司Cyclone II系列中的EP2C8Q208C8 FPGA芯片。
PCI接口模塊選用PLX公司的PCI總線控制芯片PC19054。
結語
本文介紹了一種基于DSP的調幅廣播信號監測系統，采用了數字信號處理的方法，與模擬監測技術相比處理更加靈活、測量精度更高、并且大大提高了系統的可靠性。本系統已成功應用于實踐，經過實踐檢查，載波頻率測量精度達到1Hz，調幅度測量精度達到3%，測量效果滿足實際需要。