圖1中的斷路器僅需幾個廉價的元件，即可對過電流和過電壓故障狀態進行反應。電路的核心是可調節的精密分路電壓調節器D2，置在一只3引腳的封裝中，提供了電壓參考、比較器和集電極開路輸出。

過電壓保護" border="0" height="281" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20100811/1ee917cc-79ee-4b3b-959c-8500979baa5d.jpg" width="365" />

　　圖2顯示了ZR431、D1的簡化圖。參考輸入的電壓與標稱為2.5V的內部電壓參考VREF進行比較。 在關閉狀態，當參考電壓為0V時，輸出晶體管關閉，陰極電流小于0.1mA。當參考電壓接近VREF時，陰極電流稍微增大，參考電壓超過2.5V閥值時，裝置完全接通，陰極電壓降到約2V。在這種條件下，陰極和供電電壓間的阻抗確定了陰極電流，其大小從50mA~100mA。

　　在正常運行條件下，D2的輸出晶體管關閉，P溝道MOSFET Q4的柵極通過R9，使MOSFET全面增強，允許負載電流ILOAD從電源電壓-VS流經R6進入負載中。Q2與電流檢測電阻R6監測ILOAD的幅度，其中Q2的基射極電壓VBE為ILOAD×R6。對于正常值的ILOAD，VBE小于使 Q2偏置的0.6V，所以晶體管對R3和R4節點的電壓沒有影響。由于D2參考輸入的輸入電流小于1mA，在R5上的電壓降可忽略，參考電壓實際上等于R4

上的電壓。

　　如果當ILOAD超過其最大允許值時的過載情況下，R6上電壓增加，導致足夠的基射極電壓導通Q2。R4的電壓與參考電壓向VS靠近，導致D2陰極電壓降到約2V。D2的輸出晶體管現在吸收通過R7和R8的電流，將Q3偏置導通。Q4的柵極電壓有效地箝位通過Q3的電源電壓，然后MOSFET 關閉。同時，Q3通過D1向R4提供電流，從而將R4到二極管電壓降到低于電源電壓。因此，由于Q2的基射極電壓現在為0V，已經關閉，沒有負載電流通過R6。結果，無負載電流通過R6, D2的輸出晶體管觸發閂鎖，電路保持其斷路狀態，其中負載電流為0A。當為R6選擇值時，在最大允許的負載電流下，應確保Q2的基射極電壓小于約0.5V 。

　　在對過電流條件作出反應時，斷路器還可對異常大的電源電壓作出反應。當負載電流在其正常范圍內，且Q2關閉時，電源電壓的大小及在電源線間構成一個分壓器的R3和R4值，確定了參考輸入的電壓。如果電源出現過電壓，R4上的電壓超過2.5V 參考電平，D2的輸出晶體管開始導通。Q3 再次導通，MOSFET Q4關閉，負載有效地與危險的暫態電壓隔離。

　　電路保持斷路狀態直到復位。在這些條件下，Q3將Q4的柵源電壓箝位到0V左右，從而保護了MOSFET 不受過大柵極源電壓的損壞。不管R5上可忽略的電壓，可以看到參考電壓為VS×R4/(R3+R4)。當參考電壓超過2.5V時，由于D2的輸出導通，可以重新設定公式R3=[(VST/2.5)-1]×R4 ，以Ω 表示，其中VST為所需的電源電壓斷路電平。例如，如果R4 值為10kΩ，18V的斷路電壓要求R3值為62 kΩ。在為R3和R4選擇值設定所需的斷路電壓時，要確保它們足夠大，以保證分壓器不會使電源過載。同樣，盡量選擇避免由于參考輸入電流造成誤差的值。

　　當初次對電路加電時，會發現電容、燈絲、電機及類似的負載都有較大的浪涌電流可使斷路器斷路，盡管其正常穩定的工作電流低于R6設定的斷路電平。解決此問題的一種方法是添加電容C2，可減慢參考輸入的電壓變化速率。這種方法雖然簡單但有一個嚴重的缺點，它會減慢電路對真正過電流故障條件的響應時間。

　　元件C1、R1、R2和Q1提供了另一種解決方案。在加電時，C1初次放電使Q1導通，從而將參考輸入箝位到0V，電路斷路時產生浪涌電流。然后C1通過R1和R2進行充電直到Q1最終關閉，解脫參考輸入的箝位，可讓電路迅速對過電流響應。如C1、R1和R2的值，電路允許約400ms后浪涌電流消失。如選擇其它值允許電路的負載承受任意長時間的浪涌電流。如果斷路器斷開，可以循環電源或按復位開關S1，將其復位。如果應用不需要浪涌保護，可簡單省略C1、R1、R2 和Q1，將S1連接在參考輸入和0V之間即可。

　　在選擇元件時，確保所有元件都要符合可能遇到的額定電壓和電流級別。雙極晶體管沒有特殊需要，這些晶體管，特別是Q2和Q3，應該有較高的電流增益，Q4應該有較低的導通電阻，Q4的最大漏源極和柵源極電壓必須符合電源電壓的最大值。D1可以使用任何小信號二極管。如果可能遇到超大的瞬間電壓，作為保護措施，必須使用齊納二極管 D3和D4來保護D2。

　　盡管此電路使用很多制造商都能提供的431器件，但對于D2，并非所有的部分都以相同的方式工作。例如，對Texas Instruments的TL431CLP和Zetex ZR431CL的測試顯示，在參考電壓為0V時，兩種器件的陰極電流為0A 。然而，逐漸將參考電壓從2.2V增大到2.45V，對于TL431CLP可以形成陰極電流在220mA~380mA的范圍內變化，對于ZR431CL則從23mA變化到28mA，兩種器件間存在約10倍差異。在選擇R7和R8的值時，必須考慮這種陰極電流大小的差異。
　　用于D2的器件類型及為R7和R8選擇的值也對響應時間有影響。含有TL431CLP的測試電路，其中R7為1 kΩ，R8為4.7 kΩ，可在550 ns 內對瞬態過電流進行響應。將TL431CLP替換為ZR431CL，則響應時間變為1ms。將R7和R8提高一個數量級，分別達到10kΩ和47kΩ，可產生2.8ms的響應時間。注意，如果TL431CLP 的陰極電流相對較大，則相應需要較小的R7和R8值。

　　要在18V設定過電壓斷路電平，R3和R4的值必須分別為62 kΩ和10kΩ。測試電路會產生下列結果：對D2采用TL431CLP，電路在17.94V時斷路，如對D2采用ZR431CL，斷路電平為18.01V。根據Q2的基射極電壓不同，過電流檢測機制比過電壓檢測的精度差一些。然而，以高端的電流檢測放大器來替換R6和Q2，可極大地提高過電流檢測精度。該放大器可產生與負載電流成正比的地參考電流。這些器件生產廠家有Linear Technology、Maxim、Texas Instruments、Zetex和其它一些公司。

　　斷路器在汽車系統中很有用，既需要過電流檢測防止有故障的負載、也需要過電壓保護避免敏感電路不受高能負載突降瞬態的影響。除了通過R3和R4的小電流及D2的陰極電流外，在正常未斷路的狀態下，電路不從電源吸收電流。