我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。

圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路

　　從圖 9.39 我們可以看出模擬結果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預測的 10.98kHz，因此可以繼續分析。

圖 9.39：Zo 與 CL="10nF" 時的 fp2 圖

圖 9.40：CL=10nF 時，Aol 修正曲線的 TINA 電路圖

　　現在我們可以對 CL="10nF" 的實際 INA152 進行 TINA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進行對比。

　　圖 9.41 的 TINA 模擬結果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL="10nF" 在 fp2=11.02kHz 時產生的第二個極點。請記住，我們曾經根據一階分析預測fp2=10.9kHz，并根據 CL="10nF" 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz。

圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線的TINA 圖

補償：CMOS RRO" border="0" height="257" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20100811/ac422f80-db74-4955-97e5-7e7ef7ec4ee4.jpg" width="400" />

圖 9.42：輸出引腳補償：CMOS RRO

　　我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線（見圖 9.41）。一旦創建了該曲線（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL="10nF" 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（最終修正 Aol）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL="10nF" 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz)。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 –40dB。我們在 fpc2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內以保持環路增益相位在環路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經驗標準。另外，我們建議的最終Aol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩定性標準。

　　圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點。 

圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO

　　我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路，用于證明可以預測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產生的影響的公式。

　　圖9.44：預測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路

圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響

　　我們從圖 9.45 可以看出模擬結果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預測的 fpc2=1kHz，實際 fpc2=1.23kHz；預測的 fzc2=10kHz，實際 fzc2=10.25kHz；預測的fpc3=106kHz，實際 fpc3=105.80kHz。根據我們的等效 Zo 模型，我們的預測非常接近模擬結果。

　　根據圖 9.43 的分析及相關模擬證明，我們可以創建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環響應 Vout/Vin 預計為平直曲線，直到環路增益在 fcl 位置達到零點，此時預計其遵循所示的Aol修正曲線。

圖 9.46：最終Aol 修正預測

　　圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償的 AC 穩定性測試電路。最終可以產生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線。

圖 9.47：AC 穩定性電路：輸出引腳補償

　　圖 9.48 說明采用輸出引腳補償方法的最終Aol 修正結果，其符合圖 9.46 所示的一階預測。 

圖 9.48：AC 穩定性圖：輸出引腳補償

　　我們將采用圖 9.49 的電路進行基于最終輸出引腳補償的瞬態穩定性測試。 

圖 9.49：瞬態穩定性測試：輸出引腳補償

　　圖 9.50 的瞬態穩定性測試結果證明我們確實已經正確地為用于 CMOS RRO 差動放大器的輸出引腳補償方法選擇了合理的補償值。

圖 9.50：瞬態穩定性結果：輸出引腳補償

　　圖 9.51 的 TINA 電路使我們能夠確定圖 9.46 中的預測 Vout/Vin轉移函數是否正確。

圖 9.51：Vout/Vin AC 響應電路：輸出引腳補償

　　我們可以從圖 9.52 看出針對由輸出引腳補償方法補償之后的 INA152 電路的 Vout/Vin AC 閉環響應。圖 9.46 的對比說明我們的預測響應符合模擬結果，閉環響應圖從稍高于 35kHz 之處開始傾斜。 

圖 9.52：Vout/Vin AC 響應：輸出引腳補償

　　我們在圖 9.53 中返回到最初的 CMOS RRO 應用并在 INA152 中增加輸出引腳補償，另外關閉整個環路，以便利用瞬態穩定性測試來檢查穩定性。

圖9.53：可編程電源：輸出引腳補償

　　圖 9.54 表明，通過利用輸出引腳補償方法消除 INA152 輸出的電容負載不穩定性，我們可以實現穩定的可編程電源。  

圖9.54：可編程電源：基于輸出引腳補償的瞬態穩定性測試

　　鉭電容器簡介

　　在電容器值超過約 1uF 情況下，往往采用鉭電容器，因為其具有較高的電容值及相對較小的尺寸。鉭電容器并非純粹的電容。它們還具有 ESR 或電阻元件及較低的寄生電感與阻抗（參見圖 9.55）。除電容之外，它最重要的組件是 ESR。在采用輸出引腳補償方法實現穩定性時，應當確保 ESR 小于 RCO/10，以保證 RCO 是主導電阻，從而設定 Aol 修正曲線的零點。

圖 9.55：鉭電容器與輸出引腳補償說明

　　關于作者：

　　Tim Green 于 1981 年畢業于亞利桑那大學 (University of Arizona) 并獲得電子工程學士學位。他是一名杰出的模擬與混合信號板級／系統級設計工程師，擁有長達 24 年之久的豐富經驗，其涉及的工作領域包括無刷馬達控制、飛機噴氣發動機控制、導彈系統、功率運算放大器、數據采集系統及 CCD 相機等。最近，Tim 還從事了有關模擬與混合信號半導體戰略營銷方面的工作。他現任亞利桑那州圖森市TI公司的線性應用工程經理。