摘要：由于LCD面板本身無法產生光源，所以，必須利用背光的方式將光投射到面板上，讓面板產生亮度，并且亮度必須分布均勻，而獲得畫面的顯示。以目前來看，大多數的LCD背光是利用CCFL及LED來作為背光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。
　　
　　隨著消費者對于色彩的要求，根據實驗，LED可以達到超過100％的NTSC色譜，由于LED可以提高面板色彩的表現能力，并且加上沒有太大的環保問題。目前許多業者都已逐漸將部分的產品導入利用LED作為背光源。
　　
　　本文將以Supertex的以HV9911為例，來提供讀者升壓式高亮度LED背光驅動電路設計的相關訊息。
　　
　　■升壓電路設計特色
　　
　　升壓電路是用來驅動LED的串聯電壓高于輸入電壓（圖1），并且有以下的特色：
　　
　　1.此電路可被設計在效率高于90％下操作。
　　
　　2.M=SFET的（Source）與LED串共地，這簡化了LED電流的偵測（不像降壓電路必須選擇上側FET驅動電路或上測電流偵測。但是升壓電路也有些缺點，特別是用于LED驅動，由于LED串的低動態阻抗）。
　　
　　3.輸入電流是連續的，使得輸入電流的濾波變得簡單許多（并更容易符合傳導式EMI標準的要求）。
　　
　　4.關閉用的FET毀損不會導致LED也被燒毀。
　　
　　5.升壓電路的輸出電流為脈沖式波形，因此，必須加大輸出電容以降低LED串的漣波電流。
　　
　　6.但是過大的輸出電容，使得PWM調光控制變得更具挑戰，當控制升壓電路開與關，以達到PWM調光控制，就表示輸出電流會被每一個PWM調光控制周期充放電，這使得LED串電流的上升與下降時間會拉大。
　　
　　7.峰電流控制方式的升壓電路，用以控制LED電流是無法達成的，需要閉回路方式使電路穩定，這又使得PWM調光控制更為復雜，控制電路必須增加頻寬來達到所需要的反應時間。
　　
　　8.當輸出端短路，控制電路無法避免輸出電流的增加，即使關掉Q1FET仍對輸出短路毫無影響，并且輸入端電壓的瞬變造成輸入端電壓的增加量大于LED串聯電壓時過大的涌浪電流可能會造成LED的毀損。

圖1 Boost Converter LED Driver  

　　■升壓電路操作模式
　　
　　升壓電路可操作于二種模式，連續導通模式（Continuous Conduction Mode；CCM）或不連續導通模式（Discontinuous Conduction Mode；DCM），這二種模式是由電感電流的波形決定的。圖2a為CCM升壓電路的電感電流波形，圖2bDCM升壓電路的電感電流波形。
　　
　　CCM升壓電路是用在最大升壓比例（輸出電壓與輸入電壓比值）小于或等于6，并在輸入電流大于1安培的情形下，假如需要更大的升壓比例，則需采用DCM模式。但是DCM模式會產生較大的峰值電流，因此導致電感的毀損增加，同時也造成均方根電流的增加。所以，DCM升壓電路的效率要比CCM升壓電路來得低，這也使得DCM的輸出功率受限制。

圖2 升壓電路的連續導通模式與不連續導通模式

　　■以Supertex HV9911為例設計升壓LED驅動電路

      HV9911為Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驅動電源控制IC，它內建了許多功能來客服升壓電路的缺點。HV9911包含了9-250VDC輸入電壓穩壓器，不需額外電源，僅由單一輸入電壓提供IC動作的工作電源。它內建了2％精密的參考電壓（全溫度范圍）能精確地控制LED串聯電流。并且包含了斷路用的FET驅動電路。當輸出短路或過電壓時，便會自動斷開LED串之對地路徑。此功能縮短了控制電路的反應時間（請參考PWM調光電路說明）。（圖3）

　　■HV9911控制電路的功能

圖3 HV9911內部電路結構

　　IC內部提供穩壓電路9∼250V輸入電壓，可輸出7.75V電壓輸出提供IC內部電源使用，若輸入電壓范圍提升可經由外接一個200V，2WZener Diode于輸入電壓與IC的Vin pin之間（如圖1-4），這可使得輸入電壓范圍可提升至450VDC，亦可以使得IC內部穩壓電路所產生的功率損耗分散一部份在Zener Diode上。

圖4 Increasing the Input Voltage Rating

      IC的VDD pin工作電壓可提高（如果有必要的話）藉由一個二極管連接至外部電壓，此二極管是避免將外部電壓若低于IC內部穩壓電路的輸出電壓時，會造成IC的燒毀，最大的外接靜態穩定電壓為12V（瞬態電壓為13.5V），因此11V+/-5％的電壓源是理想的外部提升電壓值。

　　IC內部提供1.25％、2％精密參考電壓，這參考電壓可用來設定電流參考位準，以及輸入電流限制位準，此參考電壓也同時提供IC內部設定過電壓保護。
　　
　　振蕩電路時間模式
　　
　　振蕩電路可經由外部電阻設定振蕩頻率。若此電阻跨接于RT及GND pins之間，則IC操作于定頻模式，另外，若電阻跨接于RT與GATE pins間，則IC操作于固定關閉時間模式（此模式不需要斜率補償控制使電路穩定）。定頻時間或關閉時間可設定于2.8ms到40ms之間，可運用IC規格書內的計算式設定。
　　
　　于定頻操作模式下，將所有SYNC在一起，多個IC可操作在單一頻率。少數個案必須外加一個大電阻2300于SYNC到GND之間，用來抑制雜散電容所造成的振鈴，當所有SYNC連接在一起時，建議使用相同電阻值跨接于每一個IC的RT與GND之間的電阻。
　　
　　閉回路控制的形成是連接輸出電流信號至FDBK pin，同時將電流參考位準連接至IREF pin，補償網絡連接至Comp pin（傳導運算放大器的輸出端），如圖5所示。放大器的輸出受PWM調光信號所控制，當PWM調光信號為High時放大器的輸端連接至補償網絡，當PWM調光信號為Low時，放大器的輸出端與補償網絡被切斷，因此補償網絡內的電容電壓維持住，一直到PWM調光信號再度回復High準位時，補償網絡才又連接圖放大器的輸出端，這樣可確保電路動作正常以及獲得非常良好的PWM調光反應，而不需要設計一個快速的控制電路。

圖5 Feedback Compensation

　　FAULT信號保護驅動電路
　　
　　FAULT信號pin可用于驅動外部斷接FET（圖6）IC啟動時，FAULT信號維持Low電位，IC啟動過后，此pin被pulledhigh，這使得內電路的LED與升壓電路連接，電路完成啟動點亮LED，假如輸出端有過電壓或短路情形發生，內部電路會將FAULT信號拉Low并使LED與升壓電路斷接。
　　
　　FAULT信號也控于PWM調光控制信號，PWM調光信號為Low時，FAULT信號亦為Low，但當PWM調光信號為High時，FAULT信號卻不見得為High。
　　
　　斷接LED時，可確保輸出電容不會隨著PWM調光信號的周期而充放電。
　　
　　PWM調光信號到FAULT信號與保護電路的輸出以AND連接著，以確保保護電路動作時能夠覆蓋過PWM及調光控制的輸入。

　　輸出短路保護的動作原理是當輸出偵測電流（于FDBK pin），大于2倍參考電流設定位準（于IREF
pin），保護動作會發生。過電壓保護的動作原理，是當OVP pin的電壓大于1.25V時，保護動作也會發生。二個信號被送至一個OR閘再送到保護栓鎖電路。當有任一保護動作發生時，栓鎖電路會將GATE及FAULT
pins同時關掉。一旦有保護動作發生時，必須將電源關掉重開，才能使栓鎖電路恢復重置。
　　
　　而在IC的啟動需要注意以下兩點：
　　
　　●當VDD與PWMD pins連接在一起，透過電路上的輸入電壓的連接或斷接來啟動時，IREF pin所連接的電容必須使用0.1uF，而V00 pin上所連接的電容值需小于1uF以確保適當的啟動。
　　
　　●假使電路使用外部信號啟動或關閉，而輸入電壓一直保持常開啟時，則IREF及VDD所使用的電容值可增加。
　　
　　線性調光能力
　　
　　調整IREF pin的電壓位準可達到達成輸出電流的線性調整，方法為以可變電阻或分壓電阻網絡或外部提供參考電壓連接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的電壓低到非常小時，IC的短路電流保護比較器的誤差電壓（OFFSET）可能會造成短路保護發生誤動作，這時候必須將IC電源關掉重開，重新啟動電路，為了避免此誤動作，IREF的最低電壓為20∼30mV。
　　
　　PWM調光（脈寬調變調光）能力
　　
　　HV9910內部的PWM調光功能卻能夠達到非?？焖俚腜WM調光反應，克服了傳統升壓電路不能非?？焖俚腜WM調光的缺點。
　　
　　PWMD控制IC內部三個點：
　　
　　●GATE信號到開關FET
　　
　　●FAULT信號到斷接FET
　　
　　●運算放大器到補償網絡的輸出端
　　
　　當PWMD信號為High時，GATE信號與FAULT可以動作，同時運算放大器的輸出端連接到補償網絡，這使得升壓電路可以正常動作。
　　
　　當PWMD信號為Low時，GATE信號與FAULT被停止動作，能量無法從輸入端轉移到輸出端，但是，為避免輸出電容放電到LED而造成LED電流下降時間被拉長。
　　
　　這個放電電容同時也會使得電路重新連接動作時，LED電流的上升時間會被拉長。因此，避免輸出電容的放電是相當重要的。IC輸出FAULT信號斷接FET，使得LED的電流幾乎立刻的下降到零電流，因此輸出電容并沒有被放電，所以當PWMD信號回復High位準時輸出電容不需要額外的充電電流，這使得上升時間非常快速。
　　
　　當PWMD信號為Low時，輸出電流降至零，這使得回授放大器看到了相當大的誤差信號于放大器輸入端，會造成補償回路的電容器上的電壓會上升至最高電位。因此當PWMD信號回到High時，過高的補償回路電壓會控制電感峰值電流，而造成相當大的輸出涌浪電流發生在LED上。
　　
　　這樣大的LED電流又隨著控制回路速度而回授，這會使得穩定時間被延長，當PWMD信號為Low時，斷開運算放大器與補償回路是有助于維持補償回路的電壓不被改變。因此當PWMD信號回復High時，電路立刻回復穩態而不會產生過大的LED電流。
　　
　　■閉回路控制電路的設計
　　
　　補償回路可用來使得升壓電路穩定的操作，可選用Type－Ⅰ補償（一個簡單積分電路）或者TypeⅡ補償（一個積分電路及額外的極點－零點）。補償的類型需要視功率級的交越頻率的相位而定。
閉回路系統（圖7）的回路增益如下：
　　
　　（公式1）

表1 Network Compensation
　　TypeⅠ控制的設計相當簡單，只要調整Cc即可，因為交越頻率的回路增益之振幅為1
　　
　?。ü?）Rs•Gm•（2πfcCc）•1/15•1/Rcs•Aps=1
　　
　　由上述等式，若其它參數值已知Cc的電容值可計算出。
　　
　　TypeⅡ控制的等式需被設計如下：
　　
　　（公式5）K=tan（45？+Φboost/2）
　　
　　（公式6）ωz=1/RzCz=2πfc/K
　　
　　（公式7）ωp=Cz+cZ=（2πfc）•K
　　可得到交越率的回路增益之振幅為1的等式如下：
　　
　?。ü?）

　　同時解等式（1-6）（1-8）可計算出Rz，Cz及Cc的值。
　　
　　■利用芯片實際設計出驅動電路
　　
　　表2驅動電路設計參數表

　　
　?。ü?）
     
　　注意：如果Dmax＞0.85，升壓比例太大，則升壓電路無法操作在連續導通模式而會操作在不連續導通模式，以達到所需的升壓比例。
　　
　　步驟三計算最大電感電流（Iinmax）
　　
　　最大電感電流為（公式10）
     
　　步驟四計算輸入電感量（L1）
　　
　　輸入電感可以最低的輸入電壓操作下的電感電流25％計算，如下式
　　
　　（公式11）
     
　選擇標準電感量220uH，為達到于最低輸入電壓的操作時之的效率為90％，則電感的損失約為總輸出功率的2∼3％，使用3％計算電感損失。
　　
　　（公式12）Pind=0.03•Voman•Iove=0.84w
　　
　　假設80％－20％各別為電感的銅損及鐵損，則電感的等效直流電阻，必須小于
　　
　　（公式13）
     
　　電感的飽和電流至少需大于最大電感電流20％。
　　
　?。ü?4）
     
　　因此電感為220uH，DCR值約0.3Ω，電感飽和電流需大于2A。但是必須注意，選擇電感的有效電流等于Iinmax（雖然可能無法符合效率的要求）但仍可獲得可接受的結果。
　　
　　步驟五選擇開關FET（Q1）
　　
　　跨接于FET的最大電壓等于輸出電壓，使用20％余量來計算最大突波電壓，FET的耐壓選擇為：
　　
　?。ü?5）VFET=1.2Vomax=96V
　　
　　流經過FET的有效電流為：
　　
　　（公式16）IFET∼Iimax•√Dmax=1.3A
　　
　　為求得最佳化設計，FET的電流規格必須至少大于3倍的FET有效電流值，以使用最低閘充電電荷（Qg）操作。使用HV9911時建議FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET規格為100V，4.5A，11nC。
　　
　　步驟六選擇開關二極管（D1）
　　
　　二極管的耐壓規格與開關FET（Q1）相同，二極管流過的平均電流等于最大輸出電流（350mA）。雖然二極管的平均電流僅350mA，但在短暫的時間內二極管載送著最大輸入電流IINmax。二極管兩端所跨之電壓需相對應于瞬間流過的電流而非平均電流，假設有1％功率損失于二極管上，則二極管兩端的壓降則必須小于：
　　
　?。ü?7）
     
　　最好選擇蕭特基二極管，當輸出電壓小于100V時，它不需要考量逆向回復的損失，因此在此案例中選擇100V，1A蕭特基二極管，它的順向通過電壓在IINmax時為0.8V。
　　
　　步驟七選擇輸出電容（Co）
　　
　　輸出電容的電容值需視LED的動態電阻，LED串的漣波電流及LED電流而定，使用HV9911的設計中，較大的輸出電容（較低的漣波輸出電流）將可獲得較佳的PWM調光結果，升壓電路的輸出以模型簡化如圖9a將LED以定電壓負載串聯一個動態阻抗，輸出阻抗（RLED與Co的并聯組合）被以二極管電流Idiode驅動著，穩態的電容電流波形如圖9b所示。

　　
　　圖9升壓電路的輸出

使用在設計參數表中給的10％峰對峰漣波電流，計算輸出的漣波電壓為：
    （公式18）△Vpp= △Io • RLED =0.77V
 
    （公式19）
      
    （公式20）

   
    流過電容的有效漣波電流值為：
 
    （公式21）
      
　　
　　步驟八選擇斷路FET（Q2）
　　
　　斷路FET必需具備與Q1相同的耐壓規格，在室溫下的導過阻抗（RON，25C）選擇在滿載輸出時，Q2的功率損耗為1％。
　　
　?。ü?2）
　　
　　步驟九選擇輸入電容（CIN）
　　
　　輸入電容在閉迥路控制中是相當重要的組件，它是維持穩定的重要項目，不幸的是輸入電容的設計相當繁復，設計此電容必須先要找出從輸入電源到升壓電路的輸入端之間的最大感值，LSOURCEMAX（圖9a中兩個電感值的總和）電源電阻的最大及最小值RSOURCe（圖9b中兩個電阻值的總和），這將會決定升壓電路的特性，電源的電感值及電阻值代表著連接輸入電源與升壓電路之間導線的阻抗，為了設計輸入電容必須合理的做算出這兩個參數值，而這兩個參數值也和升壓電路的穩定性有關。（圖10）

圖10 Definition of the Source Impedance

假設LSOURCE
MAX=1μh（這是此22AWG線長1呎連接輸入電源及升壓電路之間長度所估出的電感量）下一步是選擇一個LC共振頻率fLC，先設定fLC=0.4fs=80kHz，則輸入電路最小值計算式為：
　　
　?。ü?3）
　　
　?。ü?4）
　　
　?。ü?5）
　　
　?。ü?6）RSOURCE MAX=（1-Dmax）2．RLED=1.25
　　
　　由上列2等式可看出最大電源電阻值是與輸入濾波器參數無關，故無法控制它.
　　
　　但最小電源電阻值卻是與輸入濾波器的參數有關。最小電源電阻值被計算出為2μΩ，這是非常小的值非常容易達到，但是在某些例子中，導線的最小電源電阻值卻大于所想要的值.在這樣子的例子中，在導線中加入小電阻（以提供必須的阻尼）或LC的共振頻率必須降低到計算出最小電源電阻低于所想要的值。有一點是必須注意的，將輸入的2條導線絞在一起可以大幅降低電源電感值。
　　
　　■控制回路設計
　　
　　步驟10選擇振蕩電阻（RT）
　　
　　振蕩電阻的計算式為：
　　
　　（公式27）
　　
　　步驟十一選擇2個電流感應電阻（RCS與RS）
　　
　　輸出電流感應電阻的功率消耗必須小于0.15W，這樣才能夠選用1/4W的電阻。
　　
　?。ü?8）
　　
　?。ü?9）
　　
　　步驟十二選擇參考電流設定分壓電阻（Rr1，Rr2）
　　
　　參考電流IREF的電壓設定，可經由2電阻Rr1，Rr2分壓自IC內部的參考電壓或外部提供的電壓。
　　
　　
　　
　　步驟十三設定斜率補償電阻（Rslope，Rsc）
　　
　　因為升壓電路被設計為定頻操作，必須使用斜率補償以確保電路穩定.加入電流感應信號的斜率必須為電感電流最大下降斜率的一半，以確峰電流控制方式在任何情形之下均能夠穩定操作。這可以用2個電阻Rslope，Rsc來達到斜率補償功能。
　　
　　在此例中，電感電流的最大下降斜率為：
　　
　　　　
　　在這里必須注意，SCpin的最大輸出電流為100uA，所以Rslope的最小值建議為25kΩ∼50kΩ。
　　
　　步驟十四選擇電感電流限制電阻（RL1，RL2）
　　
　　電感的電流被2個因素限制，最大電感電流及加在電感的斜率補償信號。從REF經2個分壓電阻設定CLIM準位。
　　
　?。ü?5）
　　
　　（公式36）
　　
　　步驟十五選擇旁路電容（CREF．Cpo）
　　
　　建議一定要在REF及VDD pin加上旁路電容，VDDpin一般建議加1uF陶瓷電容，若使用的FETQg>15nC，則必須將電容加大至2.2uF，REF
pin一般建議加0.1=uf陶磁電容。
　　
　　步驟十六選擇過電壓保護點的設定（Rovp1．Rovp2）
　　
　　過電壓保護點通常設定比穩態最大輸出電壓高15％。
　　
　?。ü?7）Vopem．1.15．Vomax=92V
　　
　　因此設定電阻可由下列二式得知：
　　
　　
　　
　　步驟十七設計補償網絡
　　
　　以連續電流模式的升壓電路并以峰電流控制方式，對于頻率小于十分之一的開關頻率，功率級的轉移涵數為下：公式40）
 
     
 
　　對于此例中，選擇交越頻率fc=2KHz，這么低的交越頻率會產生較大的Cc及Cz.，間接地提供軟啟動（soft
start）的電路。因為HV9911不依靠控制電路的速度來做PWM調光控制的反應而且低交越頻率并不會影響PWM調光控制的反應，所以低交越頻率也不會影響PWM調光控制的上升及下降時間。在此頻率功率級的轉移函數的振幅及相位角度可將s=i×（2---pai---×fc）代入（公式40）中得到。
 
　?。ü?1）|Gps（s）|fc=2kHz=Aps=0.283
　　
　　|Gps（s）|fc=2kHz=Φps=-80°
　　
　　為得到相位邊限約Φm=45°通常建議相位邊限范圍為45°–60°，相位角度必須提升。
　　
　?。ü?2）Φboost=Φm-Φps-90=35°
　　
　　從（公式3）式中可得知，需使用TypeII補償使系統穩定，使用（公式5）及（公式8）式可計算出補償網絡的值。
　　
　　（公式43）
 
      
 
      （公式44）

     （公式45）