文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)11-0071-04
0 引言
目前新型的測井儀器為了獲得豐富的探測信息，其傳感器大都采用陣列的形式，如陣列感應測井儀、聲波陣列測井儀和陣列側向測井儀等[1-4]。傳感器陣列的結構比較復雜，與其對應的電子測量與控制系統的規模也比較龐大。由于井下的工作環境比較惡劣(高溫與高壓)，測井作業要求儀器系統必須具備很高的可靠性。除了機械部分必須耐受很高的壓強外，還要求電子測量系統適應最低150 ℃的高溫。電子系統中諸多器件的性能參數都對溫度的變化比較敏感，如電感器、電容器、運算放大器等。而由這些器件組成的調理電路不可避免地會出現溫度漂移的現象。因此，儀器的溫漂問題主要有兩個方面的原因，分別來自傳感器陣列和電子線路。目前，大部分的測井儀器都需要經過復雜的溫度校正流程。為了保證測量精度，需要在地面測得儀器的溫度漂移曲線，用來對測量的數據作后續的溫度校正。而與傳感器陣列相對單調的溫漂曲線相比，電子線路由于受諸多電子元器件溫漂的影響，其溫度漂移趨勢一般都比較復雜。如果能抑制電路溫度漂移的影響，就能提升儀器的可靠性，并簡化整機的溫度校正工作。
1 測量系統的設計
1.1 測量電路
測井儀電路系統一般可由電源、通信、發射、前置放大、測量和控制等幾部分構成。其中測量和控制電路集中體現儀器的功能結構，是完成信號測量和邏輯控制的核心。本文的設計中包括測量控制電路、發射電路和前置放大電路，三者的結構如圖1所示。發射電流經過取樣后，一方面作為參考信號直接送入測量控制電路，另一方面經過衰減網絡得到不同幅度的刻度信號。
前置放大電路共有3路，每路包含1路刻度信號和5路目標（線圈）信號，通過模擬開關進行切換。因此該系統能實現15路目標信號的采集。前置放大電路根據目標信號的強度從衰減網絡中選擇幅度相當的刻度信號?？潭刃盘柡湍繕诵盘柋磺爸梅糯笃鞣謺r放大，然后送入測量控制電路，完成模數轉換和DPSD運算。
1.2 測控電路
測控電路主要包括數字信號處理器（DSP）、現場可編程門陣列（FPGA）以及4個模數轉換電路。其中3個用于完成前置放大電路信號的轉換，另一個用于參考信號的轉換。如圖２所示，4路ADC的并行數據同時輸入FPGA，利用FPGA并行運算特性，高效地完成4路信號的DPSD運算。運算結果通過高速同步串行傳輸總線（SPI）送入DSP，利用DSP較強的浮點運算能力，完成數據的進一步處理。DSP通過異步串口（SCI）將最終的測量結果傳輸至地面測控系統。
2 數據處理流程
為了滿足多通道信號的測量要求，這里將刻度信號和目標信號分時復用一個前置放大器，以簡化電路結構。為了在分時復用過程中，確保能夠準確測量接收信號與發射信號的相位差，本文從發射電流取樣，將獲得的參考信號送入測量控制電路，通過DPSD算法計算出其相位，并將其作為刻度信號和目標信號的相位基準。
圖3以一路前置放大電路為例給出了信號分時導通的時序圖。參考信號R作為相位基準，在測量過程中需要一直導通?？潭刃盘朇與目標信號S1，S2，S3，S4，S5則依次通過前置放大電路。為測得各個信號的幅度和相位信息，本文采用DPSD算法[5]對信號進行計算。ADC輸出的數據直接與FPGA內部歸一化正弦和余弦函數完成DPSD運算[6-8]，計算出信號的幅度和相位值。
在FPGA中同時對刻度信號C和參考信號R作上述正交化的DPSD運算，得到兩者的幅度UC、UR和相位?茲C、?茲R，則兩信號可以表示為UC e和UR e。在DSP中對兩者作除法運算，得到：
因為對刻度信號和參考信號的DPSD運算是同時進行的，所以C、R是在相同參考相位下測得的。式(1)中的C-R為刻度信號與參考信號的相位差。同樣地，當輸入的是目標信號S時，重復上述計算，得到目標信號與參考信號的幅度比和相位差，即：
雖然參考信號R相位未發生變化，但由于刻度信號與目標信號分時導通，新一輪的DPSD運算的參考相位已經改變，故式(2)中的參考信號相位用R示。在實際的測量過程中，由于受溫度的影響，信號調理電路的溫度漂移會導致放大器的傳遞參數發生改變。當溫度的變化范圍較寬時，溫漂引起測量結果會發生很大的變化，若沒有校正，便難以真實地反映目標的實際信息。為了考察前置放大器的溫漂對測量結果的影響，這里假設前置放大電路的傳遞系數為Aej?漬，其中，A為前置放大電路的增益。當溫度變化時，電路的溫漂就體現在A和?漬的漂移。若考慮溫漂對刻度信號C和目標信號S測量結果的影響，則將前置放大電路傳遞系數帶入式(1)和式(2)中，得到：
![]S2{(G4M}2O6R_(LG[$@0VQ.jpg](http://files.chinaaet.com/images/2015/10/11/6358018208585300001665338.jpg "]S2{(G4M}2O6R_(LG[$@0VQ.jpg")
不難看出，經過上述運算后，S的測量結果與前置放大器的A和?漬無關，從而消除了前置放大電路的溫漂對測量結果的影響。將參考信號幅值乘以網絡的衰減系數便可以得到刻度信號的幅度UC，最后將式(5)乘以UC，即可算出目標信號的幅值和相位。
3 實驗數據
為驗證該方法對電路系統溫度漂移影響的抑制作用，本文在實驗室環境下完成了測試。通過單獨加熱儀器的測量電路部分，排除傳感器陣列在加熱過程中對測量數據的影響。測試過程中儀器被加熱到155 ℃左右，基本符合實際作業時儀器對耐高溫性能的要求。本文對加熱和降溫過程中的測量數據都做了記錄，一共大約6 000組測量結果，如圖4～圖7所示。
儀器先從室溫32 ℃加熱到最高溫度155 ℃，隨后停止加熱，讓儀器自然降溫到80 ℃，此過程模擬了儀器在常規作業時的溫度變化過程。圖5記錄了一路前置放大電路的增益值在測試過程中隨溫度的變化曲線。增益值A在儀器升溫和降溫的過程中有明顯的漂移，說明前置放大電路的溫漂是比較明顯的。圖6和圖7分別為對應的5路目標信號幅值和相位的變化曲線。在電路升溫和降溫的過程中，目標信號的幅值和相位的測量結果始終保持穩定，并未受到溫漂的影響。
對數據作統計分析，結果如表1所示。其中的平均值(Mean)取決于各傳感器的輸出，均方差值(Rms)則反映了儀器的測量精度。0.255 39 V和0.033 50°的最大均方差能夠滿足系統對精度的要求。
在實際測量過程中，主要關注的是目標信號與發射信號同相位的分量，也可稱其為實部分量，對應的虛部分量則稱為直耦信號。本文用幅值和相位分析數據，可以更直觀地考察溫漂對測量的影響。另外兩個前置放大器對應的測量曲線也表現出同樣的抑制效果。
4 結論
針對油田測井儀器的需求，本文設計的耐高溫測量系統采用分時復用的機制以簡化系統的結構，為多組目標信號的測量提供了可能。
高溫實驗數據表明，通過對模擬調理電路進行實時的內刻度，并結合適當的數據處理方法，有效地抑制了信號調理電路中的溫漂對測量的影響。
本文所設計的測量系統的最高工作溫度是150 ℃。通過對系統中的數字與模擬電路作處理后，能達到175 ℃的耐溫指標，從而滿足大多數測井儀器對耐溫的要求。采用這種測量機制的測井儀可以省略電子線路的溫度校正，有利于簡化儀器生產與維護流程。
參考文獻
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