0引言

　　隨著電子信息產業的快速發展,便攜式電子產品越來越普及。對用戶而言，傳統的有線充電器攜帶及充電都很不方便。采用無線電能傳輸方式，無需將導體裸露在外，不會引起機械磨損和接觸松動，提高了充電器的壽命和安全性能。無線電能傳輸所具有的良好安全性、可靠性和方便性使此項技術在便攜式電子設備充電領域擁有良好的應用前景[1-2]。

　　本文詳盡介紹一款感應式便攜式電子設備無線充電系統的設計及分析過程。該無線充電系統分為兩部份：發射端和接收端。發射端采用全橋逆變電路，把直流供電電壓轉換為高頻脈沖電壓后提供給諧振單元。在變壓器的原副邊分別串聯補償用的諧振電容，使變換器工作在諧振頻率點附近，極大地提高了能量傳輸效率。此外，為了提高系統的功率密度及降低硬件成本，在發射端與接收端之間建立信號與能量一體化傳輸方式；該充電系統能夠自動識別放置于發射板的充電目標，并且在接收端設計電壓檢測電路，實現過壓保護功能。

1 感應式無線電能傳輸原理及諧振單元模型

　　1.1 感應式無線充電原理

　　感應式無線充電是利用電源側線圈產生交變磁場，耦合到負載側線圈，從而將電能傳遞給負載側。感應式無線電能傳輸采用近場傳輸，在近場區只有電磁能量相互轉換[3]，在某個確定頻率下，線圈工作在諧振頻率點，因為原副邊的諧振頻率相同，所以能高效地傳輸能量。

　　感應式諧振無線電能傳輸技術就是利用磁場耦合和諧振技術來實現電能高效率無線傳輸。其理論基礎是耦合模式理論，其主要思想是系統中具有相同諧振頻率的物體之間通過磁場耦合從而進行高效率能量交換，而偏離諧振頻率的物體之間相互作用則較弱[4]。

　　1.2 諧振單元模型

　　圖1所示是一種串聯補償諧振變換器拓撲結構，即在變壓器原、副邊分別串聯諧振電容C1和C2，通過控制芯片控制全橋逆變電路的輸出脈沖頻率，使變換器工作在諧振頻率點附近，從而實現電能的高效傳輸。

　　該系統發射端與接收端在電氣和空間上完全獨立。發射端直流輸入電壓通過全橋逆變電路，輸出一個高頻脈沖電壓，驅動諧振線圈工作。設由C1與Lp組成的諧振發射電路的自諧振頻率為fp，全橋逆變電路輸出脈沖電壓頻率為fk，當高頻電流注入發射諧振電路后，發射端線圈就產生了高頻交變磁場。由文獻[5]可知，在接收端負載相同時，fk與fp越接近，線圈電感內的諧振電流就會越大。電感Ls與電容C2組成接收諧振電路，自諧振頻率為fs。當fs=fp時，接收端與發射端的耦合系數最大。若已知耦合電路電感值為L，電容值為C，則可知耦合諧振頻率f為：

　　為了便于分析和計算，可建立無線能量傳輸的等效電路模型如圖2所示，其中Rs和Rp分別為發射與接收線圈回路的高頻內阻，Lp和Ls分別為其自感，Cp與Cs分別為發射端和接收端諧振線圈回路中的串聯諧振電容，Up為發射端輸入電壓，R為負載電阻，M為線圈互感。

　　設系統諧振角頻率，發射和接收線圈的自阻抗分別為Zp和Zs，則：

　　當發射端與接收端回路組成的諧振系統處于全諧振狀態時，即兩線圈回路均處于諧振狀態，由電路理論可知兩線圈回路均為純阻性回路，電抗均為0。則發射端線圈回路與接收端線圈回路等效阻抗Zpp和Zss分別為：

　　式中，Zsr、Zpr分別為接收端與發射端的反射阻抗。

　　定義線圈傳輸效率是接收端負載上的功率與發射端輸入功率之比，當系統處于全諧振時，則由上述公式推導可得：

2 諧振單元線圈與電容的選擇

　　為了適應當今電子設備越來越輕薄的發展趨勢，選擇能形成垂直于充電系統分布磁場的線圈結構比較合適。在線圈結構選擇上，選擇能覆蓋整個充電系統的單一螺旋線圈結構。這種結構的線圈最主要的優點是：線圈面積大，能覆蓋整個充電系統，當電子設備在充電設備上方移動時，副邊線圈能高效接收原邊線圈傳來的磁通量；此外此種線圈結構簡單且不需要復雜的控制電路。

　　繞線使用多股絞合漆包線，在繞制時，每匝沿徑向由內向外擴展，繞成多圈結構。為了保證兩線圈具有相同自諧振頻率，該充電平臺發射端與接收端都選用電感值為12.5 ?滋H的圓形螺旋結構線圈。把發射端與接收端的諧振頻率都定為125 kHz，則由式(1)可計算得出發射端與接收端串聯的諧振電容容值為13 F。由于該平臺用于小功率電子設備的充電，輸出電壓小于20 V，為了留有一定裕量，這里選擇耐壓值為50 V的貼片電容。

3 通信模塊

　　對于電磁感應式無線充電系統而言，將副邊工作信息傳輸給原邊進行反饋控制的方式有兩種：獨立式和能量信號一體化傳輸方式。前者是在原副邊系統中增加信號發射和接收模塊，這樣不僅增加了設備的體積和成本，而且使得系統變得復雜。能量信號一體化傳輸方式是將能量和信號經過同一個磁路，信號經過調制后加載到主功率波形中，再經過濾波得到信號后進行解調，最后分析信號，圖3為其工作示意圖。

　　為使充電系統自動識別放置于發射板上的充電目標，該充電系統在接收端與發射端之間建立了數據信號傳輸機制。具體原理框圖如圖4所示，工作步驟為：發射端供電控制芯片每秒發出4次短暫脈寬調制(PWM)信號至全橋逆變模塊，發射線圈發送載波到接收線圈上，再由接收端控制芯片控制信號調制電路來進行信號反饋，接收端的反饋信號經過發射端的信號取樣電路和編碼解析電路后，由發射端控制芯片讀取編碼，當讀取到正確的編碼時，說明檢測到充電目標，從而發射端諧振電路發射出連續電磁波能量進行送電。若發射板上不放置充電物體，則發射端接收不到反饋信號，發射端控制芯片不輸出全橋逆變器的驅動信號，使得發射端處于待機狀態。

　　此外，該充電平臺的接收端還設計了電壓檢測電路。電壓檢測電路的工作過程為：接收端整流輸出后的電壓經過濾波電路后由電壓檢測電路將分壓電壓傳輸至接收端控制芯片。經接收端控制芯片判斷分壓電壓是否在正常范圍內，若分壓電壓在正常范圍內，則充電平臺正常工作；若分壓電壓過大，則接收端控制芯片控制信號調制電路給發射端控制芯片傳輸反饋信號，發射端控制芯片接收到相應的編碼后停止向接收端供電，從而達到過壓保護的功能。

4 實驗與分析

　　根據理論分析，制作了一臺原理樣機，輸入15 V~42 V直流電壓，全橋逆變電路使用2片型號為SIZ904DT的雙N溝道MOS管（漏源耐壓值為30 V），發射端與接收端采用電感值為12.5 ?滋H的圓形螺旋線圈，諧振電容值為13 F，接收端采用MP38892使輸出電壓穩定在12 V。發射端采用某型控制芯片輸出高頻PWM波形驅動全橋逆變電路,讀取反饋信號；接收端采用某型控制芯片控制穩壓芯片MP38892工作，調制反饋信號。

　　4.1 波形分析

　　實驗波形如圖5所示，圖5(a)為發射端全橋逆變模塊的脈沖電壓波形，如圖1所示的全橋逆變電路有兩組橋臂，由MOS管S1和S4組成了第一組橋臂，另兩個MOS管組成第二組橋臂。由其中u14、u23分別為圖1中第一組橋臂與第二組橋臂的導通電壓波形；圖5(b)up、us分別為發射端和接收端線圈的電壓波形，可以看到兩線圈工作頻率相同，符合諧振工作原理；圖5(c)ui、uo分別為發射端輸入電壓與接收端電壓波形，由圖可以得出輸出穩定在12 V；圖5(d)為發射端與接收端之間的信號傳輸波形圖。

　　4.2 接收線圈移動時效率分析

　　當負載為12 W時，圖6(a)為發射線圈與接收線圈軸向距離與電能傳輸效率之間的關系曲線圖；圖6(b)所示為軸向距離為3 mm時，兩線圈徑向距離與效率之間的關系曲線圖。

　　由圖6(a)可以看出，當軸向距離為0時，最高傳輸效率能達到80.2%；隨著軸向距離的逐漸增大，傳輸效率不斷減小，當軸向距離達到15 mm時效率僅為34.5%。由圖6(b)可知，當軸向距離固定，兩線圈之間的徑向距離從0 mm增加到15 mm時，傳輸效率從76.25%下降至51.6%。

　　由式(8)可知，傳輸效率與兩線圈的互感M有關，其互感計算公式為：

　　式中，０為真空磁導率，r為線圈半徑，n為線圈匝數，D為傳輸距離。

　　由此可知隨著傳輸距離的增加，兩線圈的互感不斷減小，導致傳輸效率?濁減小。

　　4.3 輸出負載變化時傳輸效率分析

　　當兩線圈軸向距離為3 mm時，由圖7可知隨著功率負載的增加，系統效率逐漸增加，功率負載從4.8 W增加到20 W時，傳輸效率從47.6%上升到80%。

5 結論

　　本設計選擇合適的線圈與電容，使發射線圈與接收線圈同時工作在諧振狀態，達到傳輸效率最佳狀態；采用能量與信號一體化傳輸方式，既實現了充電目標自動識別和輸出過壓保護的功能，又提高了功率密度，降低了硬件成本。最后研制了一臺樣機，并通過實驗分析線圈距離和輸出負載對系統傳輸效率的影響，驗證了理論設計的可行性。此外，無線通信技術在該充電系統中的應用，使其具有更大的市場應用前景。

參考文獻

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　　[3] 劉宿城，周雒維.近場磁諧振耦合能量傳輸系統的建模與分析[J].電源學報，2011(1)：50-55.

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