BLDC（Brushless Direct Current）無刷直流電機已在家用電器、汽車、醫療、工業設備等領域被廣泛使用，三相無刷直流電機是更主流產品。圖1為三相無刷直流電機的驅動部分示 意圖，主要包括霍爾信息的采集，以及根據霍爾信號對三相逆變器做對應的調制，三相逆變器PWM的開關順序已經PWM的占空比是調制的主要內容，不同的調制 方式對BLDC的運行性能有很大影響，近年來隨著電機控制系統越來越精細，在原來常見的方波120度脈寬調制基礎上，正弦脈寬調制（SPWM）和空間矢量 脈寬調制（SVPWM）出現，使電機脈動降低、電流波形畸變減小，但后兩者的算法比較復雜，本文將對三種調制方式逐一地介紹其特性、原理及計算細節。安森 美半導體LC08000M芯片集成這三種調制方式，適合應用在BLDC的驅動。

圖1：三相無刷直流電機驅動示意圖

1. 方波120度脈寬調制
       利用霍爾值（每個電氣周期6次變化），改變UVW相電流流向，但同一霍爾值內電流流向不變，任何時刻只能一相的上橋和另一相的下橋導通，這種控制方式簡單，但存在最大60度的轉矩偏角，效率降低，同時會伴有轉動噪音。

圖： Hall狀態與PWM、三相反電動勢、三相電流的對應關系

在上橋下橋PWM開關控制順序不同，我們可以做出下面5種模式的選裝。

LC08000M為了減小在換相時轉矩的波動，采用了PWM值過渡方式，這一處理能有效降低了轉動噪音。

圖3：LC08000M 方波120°脈寬調制的PWM與霍爾關系的對應圖
 

圖4：實測LC08000M方波120度脈寬調制的效果

2. 正弦脈寬調制（SPWM）
       疊加在MOS管的直流電壓可以通過PWM開關控制來等效成正弦電壓，由于中性點為0，因此電機的相電壓也為正弦，從而使得電機相線電流也成正弦變化規則， 消除了轉矩波動。根據面積等效原理，正弦波還可以等效成PWM波。如圖5所示，通過這種方式我們不停的調整PWM的占空比來實現正弦電壓效應。     

圖5：正弦波與PWM波的等效圖

       正弦脈寬調制需要知道ωt的詳細值，而我們從霍爾元件只可以讀取到60°120°180°240°360°這個6個大體的位置信息，所以我們需要從前幾次 霍爾值變化的間隔時間推算出60度內的內角度。在電機靜啟動情況下，我們無法推算出內角度信息，因此啟動情況下，我們還是要采用方波120度脈寬調制方式 啟動，但電機得到一個穩定轉動后，我們可以推算出內角度，就可以切換成正弦脈寬調制方式。
       推算內角度方法：如圖6-1首先計算出每個60°需要的時間，除以PWM周期的時間可以計算出60°內PWM的次數，從而得到60°內每增加1個PWM時內角度增加的值，在加上通過霍爾值對應的大角度值就得到當前的角度；UVW三相彼此相差120°相位。

圖6-1

舉例：PWM基本周期頻率20KHz（50μs），8極對電機，在轉速2000r/m時，求角度變化值

1） 2000r/m*8 = 16000hall/m （每分鐘的霍爾電氣周期）

2）16000/60 = 266.67hall/s （每秒的霍爾電氣周期）

3）1/266.67 = 3.75ms （每個霍爾周期需要的時間）

4）3.75ms/6 = 625μs （每60度需要的時間）

5）625μs/50μs = 12.5次 （每60度內PWM周期的次數）

6）60°/12.5=4.8° （每個PWM周期增加的角度值）

圖6-2
       然后通過查詢代碼中內置的sin函數值，在疊加上力矩輸出要求的百分比，這樣我們可以在每次PWM周期結束后立即修改PWM的占空比，使其得到正弦脈寬調制方式。
       LC08000M芯片有正弦脈寬調制（SPWM）功能，并且內部集成了上面的軟件計算部分。

圖7：實測LC08000M正弦脈寬調制（SPWM）的效果
3. 空間矢量脈寬調制（SVPWM）
       與SPWM不同，SVPWM施加在電機端線上電壓并非等效正弦波電壓，此時電機中心點電壓并非為0，但電機相電壓仍然為等效正弦，從而使得電機相線電流也成正弦變化規則。
       三相全橋逆變器共8種開關模式，分別對應八個基本電壓空間矢量U0~U7，U0和U7為零矢量，位于原點。其余6個非零矢量幅值相同，相鄰矢量間隔 60°。根據非零矢量所在位置將空間劃分為六個扇區?？臻g矢量脈寬調制就是利用U0~U7的不同組合，組成幅值相同、相位不同的參考電壓矢量Uref，從 而使矢量軌跡盡可能逼近基準圓。   

圖8：基本空間矢量在空間的分布
       圖9為參考電壓在第一扇區，有兩個非零矢量U1U2和零矢量合成，當參考電壓進入下一個扇區，采用新的相鄰兩個矢量與零矢量進行合成?；谑噶亢铣梢巹t， 在符合T1+T2 <= Tpwm條件下，并要求任意角度下V1和V2都能合成出的矢量，所以Uref_max=√3/2 Udc。調制度M=Uref/(Uref_max)=Uref/(√3/2 Udc)

       對比7段式和5段式可知，兩者在零矢量的分配上存在很大的區別，單個PWM周期內，5段式方法將零矢量集中插入在中間，轉矩脈動大，在低頻時會導致明顯的 走走停停不平穩現象，而7段式方法中零矢量的一半被插入在PWM周期的中間，另一半插入在PWM周期的兩邊，這樣可以使得磁鏈的運轉更加平穩，減少電機轉 矩的脈動，使得低頻時特性明顯好于5段式，高頻時特性差異不大。但5段式方法中每個PWM周期中，總有一相橋臂的開關管狀態不需要改變，而在7段式方法 中，每一相橋臂的開關管都需要開關各一次，5段式比7段式開關次數減少1/3，所以5段式的開關功耗是最小的。綜合來說在PWM周期達到10KHz以 上，5段式更加合適。

       LC08000M芯片有空間矢量脈寬調制（SVPWM）功能，同樣內部集成了復雜計算功能，采用5段式矢量合成方式，使開關損耗最小。

圖12：實測LC08000M空間矢量脈寬調制（SVPWM）的效果
小結
       LC08000M集成方波120度脈寬調制、正弦脈寬調制、空間矢量脈寬調制三種模式，客戶可以自由選擇，芯片內部集成模式需要的計算部分，而且具有速度和電流的雙閉環功能，同時具備電流電壓保護功能，為客戶的設計帶了很大簡化，非常適合BLDC驅動方案的應用。