0 引言

    在新能源并網發電中，鎖相環的應用非常廣泛。逆變器的并網就需要傳感器對電網相位、頻率信息的采集，然后進行A/D轉換。如何對電網電壓信息準確快速地獲取成為并網逆變器研究的焦點。傳統的硬件鎖相環由硬件電路對電壓的過零點檢測，雖成本較低且易于實現，但易受外界條件的干擾且精度不高。為了使逆變器在并網時輸出電流能快速準確地跟蹤上電網電壓相位，數字化鎖相技術應運而生^[1-3]。鎖相環的作用在于產生相位角，使并網電流與電網電壓保持同頻同相，同時實時計算電網的當前相位以便進行坐標變換來完成電流內環解耦^[4]。本文利用互感器實現了基于預測電流無差拍方法結合改進的解耦方法和空間矢量調制的策略^[5-6]，很好地解決三相逆變器在并網運行時鎖相問題。在MATLAB/Simulink軟件下搭建模型并進行仿真驗證，仿真和實驗結果證實基于互感器的數字鎖相環在鎖相精度和速度方面具有良好的效果。

1 逆變器拓撲結構

    逆變器拓撲結構如圖1所示，直流側一般由兩個支撐電容^[7]串聯而成，起到穩定母線電壓，吸收紋波電流、功率解耦、均壓等作用。而在實際應用中，還需在每個電容兩端 并聯一定阻值的均壓電阻，其作用一是進一步解決均壓的問題，二是在系統停機時，可以提供一個能量釋放的通道，所以這個電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻。

    樣機設計功率1.2 kVA，支撐電容的計算有多種方法，目前還沒有統一的定論，本設計根據式(1)方法計算，得C_d為332 μF，選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯，等效電容容值500 μF，泄放電阻選擇10W30KJ。

    本設計對電網電壓信息的采集依賴互感器實現，互感器是一種利用電磁感應原理對信號采集的傳感器^[8]。電壓互感器原理上是電流型電壓互感器，所以電壓檢測電路與電流檢測電路類似，參數設置也可以參考。以電流檢測電路為例，如圖2所示。

    電流互感器初級串聯在輸出電路中，次級近似短路狀態，第一級將電流信號轉變成電壓信號；第二級是為后加運放提供一個基準電壓；第三級是一個差分放大電路，放大電壓信號；最后一級為電壓跟隨，起阻抗變換作用，提高電路帶負載能力，A/D輸入利用鉗位二極管使得電壓鉗位在3.3 V。

    對于電網頻率的采集使用的是過零檢測電路，根據電網的檢測信號設置A/D采樣頻率，兩個零點之間的 時間就是電網的周期，過零檢測電路如圖3所示。

    過零檢測電路第一級與電路檢測電路作用相同，將電流信號轉變為電壓信號；第二級LM339是比較器，將正弦信號轉變頻率相同的-5 V~+5 V的方波信號；第三級是一個反相器，將信號轉換為0~5 V的方波信號；然后經過第四級第五級限幅反向送入到DSP中，控制DSP是上升沿出發還是下降沿出發就可以獲得相應的頻率，鉗位二極管起到保護I/O口的作用。

2 無差拍功率解耦控制

    對于圖1根據KVL可得，

    根據式(4)離散化處理后進行無差拍跟蹤控制，電壓外環PI控制，電流內環無差拍控制^[9]，采用無差拍有利于數字化控制的實現。

    對式(2)進行abc/dp變換，可得與電網電壓同步旋轉坐標系下的模型：

式中，u_d，u_q為逆變器輸出電壓矢量的dq分量；e_d，e_q為三相電網電壓矢量的dq分量；i_d，i_q為逆變器輸出電流矢量的dq分量；ω為電網電壓角頻率。

    式(5)可以發現電網電壓不僅影響軸電流，而且受交叉耦合影響，所以要對dq軸的電流解耦^[10]。

    在e_a，e_b，e_c平衡狀態下，電網電壓矢量選取直軸方向定向，即e_d=E_S，e_q=0，通過對u_d和i_d的調節，從而調節輸出有功功率。電網電壓合成矢量E_s，電感上的電壓矢量V_L，電阻電壓矢量V_R，并網電流矢量I_s，功率因數角，空間矢量圖如圖4所示。

    代入式(5)可得：

    傳統解耦框圖如圖5所示，利用PI調節器完成輸出電流對參考電流的直交軸分別跟蹤。

    改進的解耦方法直接引入參考電流的解耦，系統動態響應速度更快，且不含有橋臂脈動分量，避免了脈動分量之間的耦合，從而提高了入網電流質量^[11]。改進交流電流內環解耦框圖如圖6所示。

    解耦后功率為：

式中，P為有功功率，Q為無功功率。這樣就實現了功率解耦控制，從逆變器側來看，若直軸電流為正，交軸電流為零，輸出能量全部為有功功率，為單位功率因數逆變；若直軸電流為正，交軸為負，可以實現對電網無功補償。改變直交軸電流分量，就能夠調節并網功率和電能質量。

3 實驗

    為了更好地驗證該控制策略的可行性和可靠性，研制了一臺1.2 kVA樣機，處理器使用了TI公司的TMS320F2812，驅動芯片使用了IR公司的IR2132，功率器件使用了IR公司型號為IRFP460的MOSFET。實驗參數與仿真參數一致。 

    當開關頻率為10 kHz時，逆變器輸出電壓波形如圖7所示，可以看出，由于開關頻率不夠高，濾波器參數不適配，峰頂有包絡，高頻分量多，此時含有較多的諧波分量；當開關頻率為20 kHz時，逆變器輸出電壓波形如圖所示，可以看出，此時波形明顯好于10 kHz，此時濾波電感為3 mH，濾波電容2.2 μF。

    圖8(a)是M為0.9時的濾波前電壓波形。圖8(b)是輸出電壓和輸出電流波形，調制比M由逆變器輸出相電壓與直流母線電壓共同決定的，一般情況下盡可能地使調制比接近于1。

    圖9(a)為電網電壓過零點檢測時測出的波形，從圖中可以看出，電網電壓和方波電壓頻率一致，從而可以利用DSP捕獲中斷捕獲上升沿或者下降沿信號獲取電網頻率信息。圖9(b)為電網電壓鎖相角，實驗波形是通過DSP將角度轉換成正值從DA口顯示出來。從波形可以看出，該鎖相角的變化范圍從0到2π。

    由于基于電流預測無差功率解耦控制策略將電網電壓與并網電流實現了雙閉環控制，解耦后可以通過控制i_d和i_q從而調節控制系統的輸出能量和功率因數，達到了調節并網功率和電能質量的效果。

4 結論

    本文從理論和實驗上分析和驗證了基于互感器的數字鎖相環可行性，結合電流預測無差拍方法和空間矢量調制技術應用到1.2 kVA樣機中。從仿真和實驗結果來看，該方法對于并網鎖相有很強的適用性，同時也可以看出該數字鎖相環具有良好的穩態特性和動態特性，可以實現對給定電流進行快速精確地跟蹤，鎖相波形效果良好。

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作者信息:

何松原1，陳  榮1，2

（1.江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江212013；2.鹽城工學院 電氣學院，江蘇 鹽城224051）