徐韋佳，田俊杰，施琴

　?。ㄖ袊嗣窠夥跑娎砉ご髮W 理學院，江蘇 南京 211101）

       摘要：為了實現逐次逼近型模數轉換器(Successive Approximation AnalogtoDigital Converter, SAR ADC)，在MATLAB平臺上使用Simulink 工具，建立SAR ADC的理想模型，主要包括數模轉換器（DAC）、比較器、譯碼器和寄存器模塊。理論分析時鐘抖動、開關非線性、比較器失調、電容失配等非理想因素對系統性能的影響，在理想模型基礎上添加非理想因素，進行MATLAB仿真，通過分析輸出信號頻譜的變化，總結降低非理想因素對系統性能影響的方法，對實際電路設計具有指導意義。

　　關鍵詞：SAR ADC；MATLAB；非理想因素

　　中圖分類號：TN432文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.08.007

　　引用格式：徐韋佳，田俊杰，施琴.SAR ADC的系統級建模與仿真［J］.微型機與應用，2017,36（8）：19-22,25.

0引言

　　模數轉換器(AnalogtoDigital Converter, ADC)作為連接外界模擬信號和數字信號處理系統的橋梁，得到了廣泛應用。在諸多不同結構的ADC中，逐次逼近型ADC(SAR ADC)具有中等精度、尺寸小、功耗低、成本低等優點，廣泛應用在工業控制、消費電子、信號采集等場合。近年來，隨著CMOS工藝特征尺寸的不斷減小，SAR ADC的速度跟精度不斷提高，功耗跟電源電壓不斷降低，如何從系統級設計角度減小各種非理想因素對SAR ADC性能的影響，優化SAR ADC的架構設計，已成為當前研究熱點之一。

　　當前SAR ADC的發展趨勢是高速、高精度和低功耗。然而，由于一些非理想因素的存在，會影響SAR ADC系統的性能。當SAR ADC趨于高速的時候，任何微小的時鐘抖動都會影響模數轉換的精度。電源電壓不穩定會造成系統性能的不穩定。開關非線性、器件失配、比較器失調、噪聲等會造成系統精度的下降和功耗的增加，這些都是影響SAR ADC系統性能的非理想因素。因此，要設計出高性能的SAR ADC，總結降低非理想因素對系統影響的方法，尤為關鍵。

　　當前國內有關SAR ADC的研究大多著重于具體電路設計細節，而在系統級設計和建模等頂層設計方面的關注比較少［1］。今后ADC的發展趨勢是片上系統(System on Chip, SOC)，這是一個集成了IP核、具有專用目標的集成電路，同時也是一項從確定系統功能開始，到軟/硬件劃分，最終完成設計的新技術。但是SoC也會帶來新的噪聲以及工藝相容性等新問題，這就需要設計者從系統級設計和建模中來驗證后續電路設計的可行性和價值。

　　基于此，本文從系統級設計角度，使用Simulink工具構建理想模型，分析各種非理想因素對系統性能的影響，通過MATLAB工具仿真和對仿真結果的頻譜分析，總結降低非理想因素影響的方法，得出在所能考慮到的因素范疇內的最優化架構設計。

1SAR ADC的工作原理和整體架構

　　圖1是8位八選一多通道輸入SAR ADC的電路結構示意圖，包括多通道選擇器、采樣保持電路S/H和DAC組成的采樣DAC網絡、比較器、控制邏輯電路、移位寄存器和時鐘電路。SAR ADC的工作原理基于二進制搜索算法。轉換開始，在時鐘信號作用下，首先控制邏輯電路將移位寄存器的上一級輸出清零，并將最高位置1，輸出結果D［0:7］被輸入給采樣DAC網絡，轉換為參考電壓Vref，比較器將Vin和Vref進行比較，比較完成后，控制邏輯電路就將比較器的輸出結果傳遞給移位寄存器，確定該位保持1還是清為0，同時將次高位置1，產生新的參考電壓，進行下一位的模數轉換。這樣從高位到低位，如此循環，直到完成所有的比較，最后產生八位的數字編碼輸出［2］。

2SAR ADC的主要電路建模

　　2.18位DAC的理想模型

　　圖2是8位DAC的MATLAB理想模型，使用二進制指數形式的信號放大增益表示二進制指數電容陣列，加法器用來實現電荷再分配功能［3］。時鐘信號由SAR ADC的控制邏輯電路產生，控制DAC電容陣列的開關是連接地電位GND，還是連接采樣電壓Vin或是基準電壓Vref。采樣結束后，通過加法器，將各電容采集信號求和輸出，這就是DAC的輸出。

　　2.2比較器的理想模型

　　圖3比較器的MATLAB理想模型圖3是比較器的MATLAB理想模型，采樣信號 Vin和 DAC 的輸出 VDAC作為加法器的輸入，求和的結果與高電平1和低電平0相比較，如果 Vin＞VDAC，則比較器輸出VCOM為高電平1；如果 Vin＜VDAC，則VCOM為低電平1，實現了比較的功能［3 4］。

　　2.3控制邏輯電路的理想模型

　　以最高位D7和次高位D6的時序控制電路為例，圖4是控制邏輯電路的MATLAB理想模型。對于最高位D7，當采樣結束時采樣時鐘CLK處于低電平，最高位D7的置位信號到來，或者比較器的輸出結果VCOM為高電平，會導致要轉換的該位為高電平。此時邏輯控制電路控制DAC的最高位開關連接Vref，或者是維持該位的高電平。同樣，對于次高位D6，采樣結束時，CLK處于低電平，并且D7比較結束，置位信號恢復低電平，此時，如果D6的置位信號到來，或者該位的VCOM為高電平，最終的輸出結果都是高電平，控制DAC的次高位開關接Vref，或者維持該位的高電平［3］。

　　8位SAR ADC的MATLAB系統理想模型包括采樣保持電路、DAC、比較器、移位寄存器、輸入模擬信號Vin、時鐘信號CLK，輸出為八位二進制數字編碼［D7：D0］。

　　使用MATLAB仿真工具對該理想模型進行仿真［5］，仿真結果如圖5所示。當采樣時鐘CLK頻率為10 MS/s、輸入信號頻率約為0.5 MHz 時，取4 096個點進行FFT分析，仿真結果顯示， ENOB=7.99 bit，SINAD=49.92 dB，SNR=50.00 dB，THD=-67.19 dB，SFDR=69.72 dB，說明該理想模型性能優良，能夠實現模數轉換功能。

　　3SAR ADC的非理想因素分析

　　SAR ADC的結構主要包括控制邏輯電路、DAC和比較器。其中，控制邏輯電路的非理想因素主要包括開關非線性和噪聲，DAC的非理想因素主要包括電容陣列失配以及開關的非線性，比較器非理想因素主要是失調電壓以及外接 CLK信號的時鐘抖動造成的誤差。下面將具體分析這些非理想因素對SAR ADC系統性能的影響。

　　3.1時鐘抖動

　　時鐘抖動效應指由于實際采樣時刻的偏差，會導致采樣結果產生誤差?？梢酝ㄟ^建模來確定系統能接受的時鐘抖動的大?。?］。

　　設信號函數為f(t)，采樣保持電路理想時刻采樣值為f(nT)，實際采樣值為f(nT+ΔT)，所以：

　　因此采樣時鐘抖動模型的設置如圖6所示［7］。

　　3.2開關非線性

　　理想采樣開關的導通電阻為0，斷開時電阻無窮大。實際上，CMOS工藝下實現的MOS開關會出現時鐘饋通和電荷注入等一系列非線性因素。假設Vin是輸入，Vout是輸出，柵壓為高電平VDD時，MOS開關導通，則導通電阻Ron表示為［8］：

　　由公式（3）可知，開關的導通電阻Ron與輸入信號Vin有關，是一個非線性函數，會限制輸入電壓范圍。為了減小導通電阻Ron，可以采用大寬長比的晶體管，但是增大了面積，增大了寄生電容，從而影響開關速度［9］。

　　由于開關的非線性特點，一般采用 CMOS 傳輸門開關。CMOS傳輸門開關由 NMOS 管和 PMOS 管并聯而成，總電阻相對穩定，變化范圍小，彌補單個 MOS 管作為開關電阻值變化較大的缺陷，能夠有效解決開關非線性的問題［10］。

　　3.3比較器的失調

　　比較器的失調電壓主要包括靜態失調和動態失調兩部分［10］。靜態失調指比較器對稱的MOS管的遷移率μ、氧化層電容Cox和閾值電壓Vth的不匹配帶來的誤差用下式表示：

　　其中，AμCox、Avth、SμCox、Svth是工藝參數，D是兩匹配晶體管間距。所以，可以通過增加晶體管面積并且減小兩管間距來減小比較器的靜態失調。

　　動態失調指寄生電容失配而引起的誤差。晶體管電容失配會導致充放電過程中電壓值的變化，從而產生動態失調誤差。可以通過增加晶體管面積來增加寄生電容，通過減小比值來減小比較器的動態失調誤差。

　　3.4電容陣列的失配

　　DAC的電容陣列的失配會影響整個SAR ADC的系統精度。假設電容失配誤差來自于單位電容C0的偏差，單位電容方差σ02，大小呈正態分布，每個輸出對應的電容值為：

　　Ck=2n-kC0+δk,E［δk］=0,E［δ2k］=2n-kσ20（6）

　　由電荷再分配原理，給定數字碼y，假設：

　　y=∑nk=12n－kBk（7）

　　計算可得，實際DAC與理想DAC的偏差，也就是DAC的INL為：

　　根據DNL的定義：

　　DNL(y)=|V(y)－V(y－1)－1LSB|

　　=|V(y)+Verr(y)－V(y－1)+Verr(y－1)－1LSB|

　　=ΔVerr(y)（9）

　　DNL方差為：

　　可以得出，電路的INL和DNL的方差與單位電容C0的平方成反比，與方差σ02成正比。因此可以通過增加C0來減小電容失配引起的誤差。

　　對于電荷再分配式DAC，ADC位數為N，二進制加權電容網絡允許的最大電容失配率δ滿足：

　　可以得出，隨著精度N的增加，電容網絡允許的最大電容失配率δ約成指數下降，當N很大時，電容網絡失配誤差與δ呈線性關系［11］。

4非理想因素仿真結果與分析

　　4.1時鐘抖動仿真

　　圖7是給SAR ADC理想模型加上采樣時鐘抖動后的系統仿真圖。采樣時鐘CLK頻率為10 MS/s，分別設置采樣時鐘抖動為0.1 ns，0.3 ns，0.5 ns，1 ns，進行FFT分析。仿真結果顯示，時鐘抖動為0.1 ns時，系統信噪比SNR為49.83 dB；時鐘抖動為0.3 ns時，SNR為48.70 dB；時鐘抖動為0.5 ns時，SNR為46.81 dB；時鐘抖動為1 ns時，SNR為44.39 dB。說明采樣時鐘抖動會造成采樣信號的偏差，從而降低系統SNR，進而降低系統的ENOB，因此為了降低抖動噪聲的影響，采樣時鐘抖動應當控制在0.3 ns之內。

　　4.2比較器失調仿真

　　圖8是給SAR ADC的理想模型加上比較器失調電壓后的仿真圖。采樣率為10 MS/s，設置比較器失調電壓為30 mV以內和50 mV以內。仿真結果顯示，比較器的失調越大，有效位數越低。當失調為30 mV以內時，ENOB為7.94 bit；當失調為50 mV以內時，ENOB為7.56 bit，所以說，考慮到一定的余量，實際電路設計中，比較器的失調電壓必須要控制在30 mV以內，否則會造成精度過低。

　　4.3電容失調仿真

　　圖9所示是DAC電容陣列失配的仿真頻譜圖。采樣率為10 MS/s，設置電容失配率分別為0.3%，0.392 2%，0.5%，1%。FFT仿真結果顯示，電容失配率為0.3%時，ENOB為7.83 bit；電容失配率為0.392 2%時，ENOB為7.61 bit；電容失配率為0.5%時，ENOB為7.02 bit；電容失配率為1%時，ENOB為5.61 bit。因此電容失配率越大，有效位數跟信噪比越差，系統性能變差?？紤]到一定的余量，實際電路設計中，要控制電容失配率在0.5%以內。

5結論

　　本文從系統級角度，在MATLAB平臺上使用Simulink 工具，對8位SAR ADC進行系統級建模，包括DAC二進制權電容陣列、比較器、控制邏輯電路和移位寄存器。在理想模型基礎上，分析時鐘抖動、開關非線性、比較器失調、電容陣列失配等非理想因素對系統性能的影響，總結降低非理想因素影響的方法。給理想模型添加非理想因素，進行系統的整體仿真。FFT仿真結果顯示，要使SAR ADC實現較高的有效位數和信噪比，時鐘抖動要控制在0.3 ns以內，比較器失調控制在30 mV以內，DAC電容失配控制在0.5%以內，不斷優化系統架構設計，對實際電路設計具有指導意義。

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