文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.180349
中文引用格式： 劉雁鵬，魏啟迪，章國豪. DC-30 GHz GaAs pHEMT分布式功率放大器設計[J].電子技術應用，2018，44(10)：48-51，55.
英文引用格式： Liu Yanpeng，Wei Qidi，Zhang Guohao. The design of a DC-30 GHz GaAs pHEMT distributed power amplifier[J]. Application of Electronic Technique，2018，44(10)：48-51，55.
0 引言
寬帶微波放大器主要運用于電子監控與對抗、雷達、光纖和儀表系統等寬帶通信系統，它們都需要多倍頻程的放大器。設計一個相對帶寬大于50%的放大器是一項重大挑戰[1]。傳統的寬帶放大器技術包括電抗/電阻性網絡結構、并聯電阻性反饋結構、平衡結構、分布式結構。
單片微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）是一種把有源器件和無源器件制作在同一個半導體基片上的微波電路。在分布式（或行波）放大器中，通過將一定數量的晶體管的輸入和輸出電容合并進入人工傳輸線結構之中，解決了寬帶匹配晶體管的輸入和輸出阻抗所面臨的問題。這種技術的真正優勢在于應用MMIC技術，分布式放大器（Distributed Amplifier，DA）具有簡單的電路拓撲，能夠獲得極寬的工作頻帶，并且其性能對工藝參數的變化不敏感[2]。
眾多文獻對分布式放大器的基本原理和設計方法進行了廣泛的研究和討論[3-7]。本文采用分布式電路實現單片寬帶放大器。本設計中的人工傳輸線使用帶狀電感，放大器的節數最終選為6節。為使放大器穩定和提高人工傳輸線的截止頻率，柵極采用了電阻-電容并聯結構。為使低頻段擴展至1 MHz，需使用bias tee為漏極提供偏置電壓。在柵極和漏極提供低頻交流終端以改善低頻段的增益平坦度。
1 電路設計
場效應晶體管(Field Effect Transistor，FET)分布式放大器的基本結構如圖1所示，由4個晶體管、1條柵極線和1條漏極線構成。輸入信號沿柵極線傳輸，在被一個終端負載吸收之前依次激勵各個FET。FET跨導放大信號后，將信號傳入到漏極線。若柵極線和漏極線的相速度大致相同，則來自每個FET 的信號將在輸出端口相加。漏極線上反向端口處的負載終端將吸收掉任何無用的信號。
整個DA電路的設計主要包括晶體管的選擇、節數的選擇、柵極線和漏極線的設計。
1.1 晶體管的選擇和節數的選擇
單個器件的柵寬的確定，主要受放大器的最高工作頻率和電路的輸出功率兩個方面因素的限制。由于寬帶放大器設計目標的最高頻率達到30 GHz，且所需的輸出的功率不大，因此柵寬主要先滿足放大器所需達到的最高工作頻率，根據：
式中gm為晶體管跨導，由此可以得到小信號增益的理論近似曲線如圖2所示。
1.2 柵極線和漏極線的設計
柵極線設計主要考慮人工傳輸線的截止頻率，特征阻抗及其電感值Lg和電容值Cg，它們之間的關系由式(8)和式(9)確定。
把人工傳輸線的特征阻抗定義為：
同時在Cga上并聯一個電阻Rga，提高穩定性的同時提供柵極偏置電壓。
漏極線設計時，為了匹配到50 Ω的系統阻抗，每個器件都無法獲得最大功率和功率附加效率（Power Added Efficiency，PAE）時的最佳負載阻抗，功率和PAE將會受到限制。通過一個4節DA 的簡化等效電路來解釋。簡化DA的4個器件均有相同的尺寸，都要求器件從漏端看出去有相同的實負載。電流從左到右依次聚集，簡化原理圖如圖3所示。RL是每個晶體管的漏極端口看出去的阻抗。Z0d1、Z0d2、Z0d3、Z0d4分別是由端口1、2、3、4向右看的傳輸線的特征阻抗。根據等效傳輸線理論，各端口相應的傳輸線的特征阻抗應分別為：Z0d1=RL，Z0d2=RL/2，Z0d3=RL/3，Z0d4=RL/4，為方便輸出匹配，令Z0d4=50 Ω，則再根據式：
則可以計算出各端口所需要的漏極電感值Ldk。式中Cds為晶體管漏-源電容。
2 電路的優化
通過上述步驟初步設計得到原始電路參數，采用微波仿真軟件對電路進行電路拓撲結構仿真。由于晶體管參數的非線性，且考慮到對低頻段的增益改善，需要通過最后的優化來達到預設的要求。為改善低頻段的增益，本次設計分別在柵極和漏極的終端加入低頻交流接地終端ACG1、ACG2、ACG3、ACG4。如圖4(a)所示，利用ACG1、ACG2、ACG3、ACG4充分吸收出現在柵極和漏極終端的低頻信號，特別是柵極低頻信號，使低頻段的增益平坦度得到明顯改善。有無低頻終端的增益仿真結果如圖4(b)所示，可以看到有低頻終端的曲線比無低頻段的曲線有更優的增益平坦度。
最后優化后的原理圖如圖5所示，漏極偏置電壓必須通過一個寬帶低阻抗的bias tee提供350 mA的工作電流，C2為100 nF的隔直電容。ACG1、ACG3需分別連接旁路4.7 μF的電容后接地，ACG2、ACG4需要分別連接10 pF和100 nF的電容后接地。
3 仿真結果與分析
采用Keysight公司的ADS2016仿真軟件對GaAs PHEMT MMIC 分布式功率放大器進行仿真。仿真結果表明：在DC-30 GHz的工作頻帶內，該放大器的穩定性因子k>1且|Δ|<1；在工作頻帶內，其提供了8.5 dB的增益；功率附加效率PAE最高可達20%；1 dB壓縮點為21 dBm，分別如圖6(a)、圖6(b)、圖6(c)、圖6(d)所示。20 GHz的參考頻率下的增益、輸出功率、PAE隨輸入功率的變化如圖6(e)所示。
4 結論
本文討論了分布式放大器的基本原理和結構，并結合0.25 μm GaAs PHEMT工藝，運用基本理論設計了分布式放大器的原始電路。通過不斷地優化，最終設計了一種帶寬達到30 GHz的超寬帶放大器。仿真結果表明在DC-30 GHz的工作頻帶內，該放大器無條件穩定，具有(8.5±1) dB的增益；功率附加效率PAE最高可達20%；1 dB壓縮點為21 dBm。從仿真結果來看，增益有繼續提高的空間，下一步工作將圍繞這一點來展開，采用能進一步提高增益的結構來完善設計。
參考文獻
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作者信息:
劉雁鵬，魏啟迪，章國豪
（廣東工業大學 信息工程學院，廣東 廣州510006)