0 引言

    隨著無線應用的快速發展，要求通信系統具有更寬的帶寬以及更快的輸出傳輸率。由于窄帶系統已經無法滿足這些需求，操作于2.4 GHz～5.2 GHz的寬帶系統應運而生，然而寬帶系統引入的帶外干擾退化了系統的靈敏度^[1-2]。為了解決這種問題，可以用同時操作于兩個不同頻段的窄帶系統來實現。

    作為接收機系統的第一級模塊，低噪聲放大器LNA用于放大射頻輸入信號的功率以及抑制系統信噪比的退化。為了實現多頻段工作，文獻[3]-[6]提出了一種開關LNA，該電路在一個時刻工作于一個頻段，然而該結構的延遲較大。文獻[7]-[8]提出了一種并行LNA，雖然可以同時工作于兩個頻段，然而卻是以犧牲功耗為代價的。為了在較低的功耗下實現LNA的雙頻段工作，需要設計一種并發的雙頻段LNA，這就需要對輸入匹配網絡和輸出匹配網絡進行雙頻段設計。

    本文在對多種雙頻段匹配網絡分析的基礎上，對帶通和帶阻濾波器相連的形式進行改進以實現電路的雙頻段工作。傳統的帶通和帶阻濾波器相連的結構，可能會引起增益幅度的不平衡。而本文提出新穎的雙頻段匹配網絡，可以在不使用帶阻濾波器的情況下，實現較高增益幅度的平衡。

1 雙頻段輸出匹配網絡

    以往文獻提出了一種并聯帶通和帶阻濾波器實現的雙頻段輸出匹配網絡，如圖1所示^[9]，其中，L₁和C₁構成帶通濾波器，L₂和C₂構成帶阻濾波器，信號通過電容C_c2耦合到輸出端，帶通濾波器和帶阻濾波器分別在諧振頻率ω_s處產生一個通帶、一個阻帶，這樣就產生了兩個帶通信號，并且這兩個帶通信號的中心頻率ω₁和ω₂分別發生于圖1所示的P₁點和P₂點處。由圖1所示，如果將該電路應用于輸出匹配網絡，那么LNA在工作頻率ω₁和ω₂處會出現明顯的增益下降問題。而且，如圖2所示，如果諧振頻率ω_s1略低于或者略高于ω_s時，LNA的增益退化更嚴重。例如，當ω_s1>ω_s時，LNA在較高的頻段處產生較低的增益；相反，當ω_s1<ω_s時，LNA在較低的頻段處產生較低的增益，會出現增益的非平衡問題。為了解決這個問題，本文提出了一種新穎的雙頻段輸出匹配網絡。

    為了在兩個工作頻段內實現高增益的平衡，可以采用兩個帶通濾波器串聯的形式，如圖3所示，兩個帶通濾波器分別諧振于2.4 GHz和5.2 GHz處，并且該形式并沒有用到帶阻濾波器電路。

2 并發雙頻段LNA設計

    圖4所示即為本文所提出的并發雙頻段LNA，該電路采用基于源極電感退化技術的共源共柵拓撲結構，晶體管M₁和M₂分別為共源放大器和共柵放大器，它們連接組成共源共柵結構。為了進一步改善輸入和輸出之間的隔離度，引入由晶體管M₃和M₄組成的輸出緩沖級，M₃作為源級跟隨器，M₄作為輸出緩沖級的電流源。為了在功耗限制下實現較低的噪聲系數，在晶體管M₁的源極引入電感L_s^[10]，而電容C_ex的引入則是為了在保證良好的輸入匹配情況下，進一步優化電路的噪聲系數^[11]。為了實現雙頻段輸入阻抗網絡，采用由L₃和C₃組成的并聯網絡與窄帶LNA輸入匹配網絡串聯的形式，窄帶LNA輸入匹配網絡則由源極電感L_s、柵極電感L_g和柵源極間外加電容C_ex組成。而且，在輸入端、輸出端以及共源共柵結構和輸出緩沖級之間分別引入耦合電容C_c1、C_c3和C_c2。

    整體接收機的噪聲性能主要取決于第一級的LNA模塊。圖5給出了LNA電路輸入級噪聲分析的小信號等效電路。

    經計算得，輸入網絡的最優噪聲阻抗Z_opt為：

    將式(6)的實部和虛部分開得到：

    假設K_c等于1，那么可得Z_opt的虛部等于Z_in虛部的負值，因而，通過對參數的認真選取，可以使式(11)和式(12)成立，由式(9)和式(10)可見，需要使得Z_in和Z_opt的實部分別與源阻抗Z_s的實部和虛部相等，然而，由式(4)可見，由于Z_opt的實部在兩個不同頻率處有偏差^[2]，因而無法實現噪聲匹配。為了實現噪聲系數在兩個頻段處的平衡，將式(4)重寫為：

3 芯片實現與測試

    基于SMIC 0.13 μm CMOS工藝，采用Cadence軟件對圖4所示的并發雙頻段LNA電路進行設計仿真并流片實現，圖6所示即為流片實現的LNA芯片照片，芯片大小為740 μm×670 μm。LNA在1.2 V電壓供電條件下，消耗了2.2 mA的電流、2.64 mW的功耗。

    圖7給出了正向增益S₂₁、輸入發射系數S₁₁以及輸出發射系數S₂₂的測試結果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，正向增益分別取得了16.8 dB和17.2 dB的較高數值，可見在兩個不同頻段下，正向增益相差無幾，只相差0.4 dB，實現了雙頻段處的增益平衡。輸入發射系數在2.4 GHz和5.2 GHz處，分別為-16.7 dB和-19.5 dB，輸出發射系數在兩個頻率處分別取得了-18.3 dB和-11.4 dB，輸入輸出發射系數性能較優。

    圖8給出了噪聲系數NF的實測結果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，噪聲系數分別為3.1 dB和3.2 dB，兩者僅僅相差0.1 dB，再次驗證了所提出技術的有效性。并且由功率特性測試結果可知，在2.4 GHz處，輸入三階截止點IIP3為-18.5 dBm，在5.2 GHz處，輸入三階截止點IIP3為-16.5 dBm。與文獻[12]～[13]中所設計的LNA相比，本文所提出的LNA在正向增益和功耗方面具有較優的性能，并且正向增益和噪聲系數在兩個頻段處具有更平衡的幅度。

4 結論

    本文提出了一種新型的并發雙頻段LNA，該電路嵌有改進的輸出匹配網絡以改善增益的平衡度?；赟MIC 0.13 μm CMOS工藝對本文提出的并發雙頻段LNA進行了驗證，芯片實測結果表明，在兩個不同的頻段下，增益僅相差0.4 dB，實現了雙頻段處的增益平衡，并且噪聲系數僅相差0.1 dB，再次驗證了所提出技術的有效性。

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作者信息:

高麗娜，龐建麗

（黃淮學院，河南 駐馬店463000)