0 引言

    進入二十一世紀以來，寬帶通信、高速視頻傳輸以及軍用領域高速雷達設備的高速發展，對電子設備工作頻率以及信號處理精度提出了更高的要求。在各類系統中，完成處理后的數字信號最終都需要轉換為模擬信號進行發送或者接收。作為數字世界與模擬世界的橋梁，數模轉換器的性能一直都是電子系統升級的重要瓶頸。在高速、高精度應用中，電流舵數模轉換器(Current-Steering Digital to Analog Converter，CS-DAC)具有工作頻率快、有效精度高的優勢，因此得到了產業界的普遍關注和應用^[1-3]。電流舵數模轉換器工作原理是：利用輸入基準源電流作為參考，通過鏡像比例關系，得到各權重的電流源陣列，最終根據輸入數字碼選擇相應權重的電流源陣列，完成模擬輸出。

    雖然電流舵數模轉換器具有天然的速度和精度優勢，但也受到多種非理想因素的影響^[4-6]：(1)工藝有限精度以及工藝角偏差引起電流源陣列之間的失配，從而產生靜態誤差；(2)電流源陣列在充放電過程中產生諧波失真，即控制電流源陣列的開關在通斷瞬間產生尖峰毛刺；同時，各電流源陣列與輸出節點路徑不同導致的時間常數偏差也會產生一定的諧波，從而降低動態輸出性能；(3)電流源陣列中有限的輸出阻抗隨著電流源陣列規模的擴大而隨之減小，進一步惡化了電流舵數模轉換器的輸出諧波失真。雖然在設計中可以通過增加電流源以及開關的晶體管尺寸來提高匹配性，選取折中的傳輸時間常數，但消耗了巨大的芯片面積，無法實現較優的性能/成本比。為了解決這些問題，目前主要的解決方案是通過數字邏輯優化電流源陣列的選擇機制，即實現電流源選取的隨機化，將隨機噪聲轉換為白噪聲，降低隨機諧波的影響，最終實現動態范圍的提高^[7-8]。

    本文基于提出的動態隨機均衡算法，設計了一款14 bit/400 MHz電流舵數模轉換器。動態隨機均衡算法通過數據比對的方向性及方位隨機均衡選擇，將隨機噪聲轉換為白噪聲，有效提高了輸出動態范圍。電路采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝進行流片驗證。測試結果表明，在電源電壓1.8 V、時鐘頻率400 MHz時，無雜散動態范圍達到90.1 dB，平均功耗為86 mW。

1 結構分析

    本文設計的14 bit/400 MHz電流舵數模轉換器整體電路框圖如圖1所示，主要由同步寄存器、分段譯碼器、電流源陣列、參考源、動態隨機均衡模塊、輸出負載組成。二進制數字編碼首先經過D觸發器組成的同步寄存器進行數據同步。為了減小電路規模，同時降低毛刺和編碼錯誤，分段譯碼器將二進制碼轉換為溫度計碼，并與動態隨機均衡模塊共同控制電流源陣列；參考源為電流源陣列提供基準電流；最終輸出的電流源通過負載轉換為電壓，實現數模轉換功能。

    分段譯碼器是數模轉換器中非常重要的一個模塊，它決定了電流源陣列控制碼的規模和復雜度。在本設計中，輸入的14 bit二進制數字碼按權重高低分為5 bit\4 bit\5 bit三段分別進行編碼。其中最高位5 bit和次高位4 bit將輸入二進制碼轉換為溫度計碼，分別控制31個和15個電流源；低5 bit則直接利用二進制碼進行控制，分段譯碼器整體結構框圖如圖2所示。

2 電路設計

2.1 帶隙基準源

    在高精度數模轉換器中，帶隙基準源電路作為基準電流源，它的精度直接決定了單位電流源的性能。本文設計的帶隙基準源電路如圖3所示，包括偏置電路、啟動電路和帶隙基準源主電路三部分。

    左側的偏置電路為跨導放大器的尾電流源提供偏置電壓。右側啟動電路的工作原理為：當電源電壓為零時，PMOS管PM9的柵極為零電平，PM9導通；當電源電壓逐漸升高時，形成從電源到跨導放大器輸入端的通路，跨導放大器具有輸入共模直流電壓，開始工作。同時該通路對NMOS晶體管NM1形成的MOS電容進行充電；當電源電壓繼續升高，PMOS晶體管PM8導通，形成PM8經過電阻R5的電流通路，PM9的柵極電壓逐漸升高，當PM9的過驅動電壓絕對值大于漏源電壓絕對值時，即|V_gs-V_th|>|V_DS|時，PM9截止。同時MOS電容充電完成，MOS電容上的電壓維持跨導放大器的輸入共模電壓，帶隙基準源進入正常工作狀態。

2.2 譯碼器

    對于12 bit以上的高精度電流舵數模轉換器而言，如果采用傳統的二進制編碼選通電流源，由于選通過程中出現的不同步現象，容易在編碼過程中產生毛刺，導致較大的編碼誤差^[8-10]，因此在本設計中采用分段編碼以及溫度計碼結合的方式，以降低毛刺對編碼準確性的影響。相比于二進制編碼存在競爭冒險的可能，溫度計碼每計數一次只發生一位跳變；且二進制編碼每一位的權重不同，如果高位編碼發生變化，則會產生極大的編碼錯誤，而溫度計碼每位權重相同。但溫度計碼的主要缺陷在于編碼規模較大，所需電流源陣列遠大于二進制編碼。因此為了進行折中設計，在譯碼器電路中采取5+4+5(高位至低位)三段譯碼的組合方式，其中最高5 bit和次高4 bit采用溫度計編碼方式，而最低5 bit仍然采用二進制編碼方式。為了更進一步減小電流源陣列規模，在最高5 bit和次高4 bit中采用行列分別譯碼、交叉選通的方式來實現溫度計碼。其中最高5 bit分為3 bit和2 bit行列選通，次高4 bit分為2 bit和2 bit行列選通。這樣只需要設計2 bit二進制碼轉3 bit溫度計碼，以及3 bit二進制碼轉7 bit溫度計碼兩種規模較小的譯碼電路。

2.3 電流源陣列

    在數模轉換器中，輸出阻抗R_imp與積分非線性INL的關系為^[11]：

其中R_load為負載電阻，I_unit為單位電流源，N為電流源單元個數。由式(1)可知，增大輸出阻抗，可以有效減小積分非線性，優化數模轉換器的靜態性能。此外，電流源電路的輸出阻抗也直接決定了輸出轉換電壓的精度。因此為了增大輸出阻抗，本設計采用共源共柵結構，如圖4所示。M_b為共柵晶體管，M_CS為共源共柵電流源輸出電流管，M_SW為選通開關。由于采用較大尺寸的晶體管，也增加了電流源的匹配性。

    目前基于模擬設計思想的電流源陣列電路改進方法已經較為完備。但模擬設計方法主要關注于修正電路的靜態誤差，而對電流舵數模轉換器最為重要的諧波失真改善有限。尤其是在目前工藝尺寸快速縮小的設計環境下，模擬器件模型以及電源、溫度等參數的不確定性，很難進一步提高電路性能。而以數字設計思想為核心的改進策略則因其工藝可靠性，成為提升電流舵數模轉換器靜態和動態性能的優選方案?；诖?，本文提出一種動態隨機均衡的電流源選擇算法，其目的在于將隨機誤差轉換為白噪聲，進而提高輸出信號的無雜散動態范圍。其核心思想是：設置寄存器R₁和R₂分別保存選擇電流源單元的起始和終止地址；再設置一位隨機數發生器R₃指導電流源的選擇方向，同時設置多位隨機數發生器R₄決定選擇的起點位置。以3 位電流源陣列為例，設它們分別為I₁、I₂、I₃、I₄、I₅、I₆、I₇，同時電流源各單元地址首尾相連。依據各隨機條件的優先級高低，本課題提出的算法原理如下：(1)起點位置隨機選取，當電路上電完成后，多位隨機數發生器R₄選擇電流源起點位置，而一位隨機數發生器R₃決定電流源的選擇方向。且R₃ 的不同賦值決定了兩類選擇方向，即當R₃為“1”時，算法從起點位置開始“從大到小”依次選擇電流源的單元數；當R₃為“0”時，算法從起點位置開始“從小到大”依次選擇電流源的單元數。(2)基于固定數字碼的隨機選取當電流舵數模轉換器的輸入數字碼全為“1”時(或者全為“0”時)，選取所有的電流源單元(不選取任何一個電流源單元)。而當數字碼發生變化時，動態隨機選取任何一個起始地址，同樣由一位隨機數發生器R3決定電流源的選擇方向。(3)基于數字碼比較的隨機選取，當前時刻輸入的數字碼等于或者小于上一周期中的輸入數字碼時，電流源的隨機選取范圍限定在上一周期使用過的電流源中。假設上一周期輸入的數字碼為5，意味著選取的電流源分別為I₃、I₄、I₅、I₆、I₇；如當前輸入的數字碼為3，則選擇電流源的范圍為(I₃、I₄、I₅)、(I₄、I₅、I₆)、(I₅、I₆、I₇)中的任一組合。因此本算法首先通過指定電流源選取起始位置以及調整選擇方向，進一步增加了電流源選擇的隨機性，有利于白噪聲化。其次，通過限制選取范圍和方向性，降低了高位電流源的選擇概率，一定程度上減少了開關活動性。

3 測試結果

    本文設計的14 bit/400 MHz數模轉換器采用 SMIC 0.18 μm CMOS 工藝進行設計。芯片照片如圖5所示，核心面積為1.95 mm×1.55 mm。

    流片完成后，首先對動態性能進行測試。圖6所示為1.8 V電源電壓，400 MHz時鐘頻率和1.2 MHz輸入信號時，對瞬態輸出波形進行8 192個點采樣后的頻譜圖。結果顯示無雜散動態范圍為90.1 dB，功耗約為86 mW。由此可以看出本文設計的數模轉換器在精度和功耗方面獲得了較好的折衷。

    再輸入低頻信號測試靜態性能，測試結果如圖7所示，靜態微分非線性和積分非線性分別為-0.23LSB/0.23LSB和-0.57LSB/0.57LSB。

    整體測試結果總結如表1所示，本設計在動態性能、靜態性能和功耗都獲得了較優的結果。

4 結論

    電流舵數模轉換器作為高速數據傳輸的核心芯片，在民用和國防領域具有重要的意義。本文基于提出的“數據比對的方向性及方位隨機均衡選擇”動態隨機均衡算法，采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝設計了一款14 bit/400 MHz電流舵數模轉換器。通過動態隨機均衡算法，有效抑制了隨機噪聲的影響。流片測試結果顯示，在1.8 V電源電壓，400 MHz時鐘頻率和1.2 MHz輸入信號時，無雜散動態范圍為90.1 dB，靜態微分非線性和積分非線性分別為-0.23LSB/0.23LSB和-0.57LSB/0.57LSB，功耗約為86 mW，具有較好的靜態和動態性能。

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作者信息:

陳鋮穎，王  譯

(廈門理工學院 光電與通信工程學院，福建 廈門361024)