以太網供電PoE（Power over Ethernet）技術正日益受到人們的青睞，它可以消除各終端設備需安裝許多AC 適配器和 AC 插座的要求。一個完整的以太網供電系統包括供電設備（PSE）和受電設備（PD）兩部分，兩者基于IEEE802.3af標準建立起有關連接情況、設備類型、功耗級別等方面的信息聯系。由于受電設備功率較低（≤12.95W），所以不易實現高效率和高穩定性。本文分析并設計一種具有成本低、效率高（86%）、輸出與輸入電壓" title="輸入電壓">輸入電壓隔離、動態響應好等特點的DC/DC變換器，著重對控制回路進行了詳細的設計。該轉換器可用于以太網供電系統的受電設備中，符合IEEE802.3af標準。
1 PD接口的實現
　　典型的PD需要一個符合IEEE802.3af的以太網供電接口和一個DC/DC轉換器，其原理圖如圖1所示。接口電路包括分級電路、UVLO和電流限制電路等，如果采用分立器件構建，將會使變換器的實現變得復雜，且成本可能比集成化的接口控制器更高。MAX5941A/MAX5941B集成了PD接口控制器和適用于Flyback和Forward的PWM控制器，使設計變得高效、快捷。

　　當一個受電設備插入一個PoE系統時，會依次出現符合一定時序的三個階段：檢測、分類和供電接通。當PSE輸出電壓" title="輸出電壓">輸出電壓在2.7～10.1V之間時，PD提供符合802.3af標準的25.5kΩ的輸入電阻和0.05μF～0.12μF（如0.1μF）的電容。成功檢測之后，PSE將PD分級來決定消耗多少電量。0類（缺省的最大功率類）最大功率為12.95W，此時的檢測電阻RCL=10kΩ。
　　供電接通電路在檢測/分類階段將PD與PSE隔離開，這是一種欠壓鎖閉機制。MAX5941B工作電壓可達67V，帶有缺省的UVLO功能（輸入電壓高于39V時啟動，低于30V時關斷）。通過調節外部分壓電阻可以調整門限電壓值。
2 DC-DC轉換器的實現
　　(1)主電路設計
　　本設計中的受電設備基本規格為：輸入電壓為36~57V，輸出電壓為5V和最大輸出電流為2.5A。選擇適用于中小功率變換的Flyback拓撲，其電路具有簡潔、成本低、輸出與輸入電壓有電氣隔離等優點。但是，反激式變換器也具有輸出電壓尖峰較大、需要大容量且能耐高紋波電流的輸出濾波電容等缺點。因此，通常在反激變換器主儲能電容后面加一小型LC濾波器，使電路在開關頻率附近具有約-20dB/dec的衰減^[2]。
　　主電路主要工作在連續電流模式（CCM）。與斷續電流模式(DCM)相比，CCM模式的電流峰值和有效值較低，效率更高。但是，CCM模式的反激變換器控制至輸出傳遞函數之間有一個右半平面的零點，當占空比開始變化時，輸出將會先向相反的方向變化，易引起電路的振蕩^[3]，其動態特性沒有DCM模式好。因此，這也是本設計的一個難點。
3 變壓器設計
　　反激式變換器設計的最關鍵因素之一是變壓器的設計。反激式電路的變壓器并不是一個實際意義上的變壓器，而是一個多線圈耦合電感，主要用于存儲能量。在電流連續工作模式下，反激式變壓器的直流分量相當大，交流分量較小，變壓器設計主要受磁芯" title="磁芯">磁芯飽和而非磁芯損耗的限制。
　　在設計變壓器之前，首先應確定電源參數，如：最大占空比（本設計選擇Dmax=0.42）、開關頻率（MAX5941B的fs≈275kHz）、輸入電壓范圍、輸出功率、變壓器預計效率、磁芯的選擇等。本設計預先選用目前廣泛應用的EFD15/PC40磁芯，其扁平設計為減小電源體積提供了很大幫助。
　　其次，在開始設計CCM反激式變壓器時，由于原邊繞組的電感只影響開關電源的工作方式，沒有把它看作是設計變壓器的重要參數。但在考慮最大磁通密度、變壓器損耗（磁芯損耗和銅損）后，在設計中應考慮此電感。在本設計中，取適當的副邊紋波電流峰峰值，利用已選擇好的磁芯，計算出繞組匝數Np=35,Ns=7及Nb=20，原邊電感最大值Lp=158μH，此時計算出的電感最大值與變壓器損耗最小值是一致的^[4]。
　　為了減小變壓器漏感和線圈之間的鄰近效應，初級繞組采用兩組并聯，并與次級線圈、偏置繞組交錯繞制。
4 控制回路的設計
　　MAX5941B為電流峰值型控制器。與電壓型控制相比，電流型控制的優點：由于電感電流斜率由輸入電壓Vin和輸出電壓Vo共同決定，輸入電壓的變化使電感電流的波形迅速變化，從而提高了輸出對輸入變化的響應速度；從指令電流到輸出電壓的傳遞函數只有單極點，易于補償；通過限制最大指令電流，可防止開關管由于過流而損壞。
　　為了防止開關開通時，由于變壓器電容和輸出整流管恢復電流而產生的前沿尖峰噪聲，電流取樣時可加入小電容—電阻進行濾波。
　　假定電感電流脈動很小，引入峰值控制信號，則電流控制模式下，電流為CCM時控制至輸出的傳遞函數為：

　　通過以上分析可知，電路在補償前的開環傳遞函數：Go(s)=G_VC(s)K_VDK_FBKi，包含一個左半平面零點fz1≈26kHz，具有一個右半平面零點fz2≈33kHz，一個極點fp≈1.1kHz。

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　　為了提高回路的低頻增益，消除右半平面零點對電路產生的不穩定影響，圖2所示的補償網絡中：R5與C1產生一個零點補償fz1，R6與C2產生一個極點補償fP，且該補償網絡有一個位于原點的極點。補償后，電路在滿載時的交越頻率約為3kHz，約為右半平面零點的1/10，相位裕量約為90°。
5 實驗結果
　　從滿載至40%滿載切換時，電路的動態特性Io與Vo的波形如圖4所示。