前言
在進行石油和天然氣地震勘探時,整個勘探網格通常會建立 2,000到30,000個用于采集地殼內巖層反射波的節點。每個節點都有一個傳感器、一套具備自檢測功能的完整數據采集系統,以及一套將數據返回中央記錄單元的遙感裝置。這種應用的要求非?？量?需要高度線性的帶寬動態范圍在0.1 - 200Hz的數據采集系統。由于整個勘探網需要大量的節點,因此每個勘探節點的功耗必須很低,而且還要保證所有勘探節點能夠保持同步運作。每個數據采集節點都由以下元件組成：一個地震檢波器或水下聽診器(分別用于陸地勘探和水下勘探)、一個可編程增益放大器、一個品模數轉換器、一個多功能抽樣濾波器和一個用于校準和自檢測的高精度數模轉換器。目前,專家們已經成功設計出一種專門經過優化的低功耗高性能數據采集系統。該系統的整體性能超過112dB線性(THD),具有在500 SPS 條件下高達 123dB的動態范圍 (SNR)。數據采集部分的單個節點從5V 模擬電源獲得的功耗為105mW。
在天然氣和石油地震勘探中,陸地勘探需要用爆破方式或地震波聲源車,水下勘探則需要使用氣炮制造地震波;勘探人員通過采集從地殼巖層反射回來的地震波就能繪制出該地區的地質結構。80年代早期,地震數據采集系統采用一種帶有自動增益控制的瞬時“浮點”放大器和若干12位到16位連續漸進模數轉換器。然而,這類早期系統的動態范圍只有約70dB。此外,受實時數據所限,系統中的最大通道數量少于480個。80年代后期,通道數量增加到8000個,從而將行業地質地圖繪制水平從2D提升到了3D。
90年代初,隨著品轉換器的應用,數字采集分辨率從16位猛增到24位,動態范圍也相應增加到120dB。增加的動態范圍大幅改善了圖像質量,能夠顯示出過去無法看到的地質結構。
配置了傳感器的地表區域稱為網格。隨著時間的推移,網格大小和通道數量也得到了穩步的提升。如今,陸地網格的覆蓋范圍已超過數平方公里,而水下網格在距離上已經突破了10公里。例如,一個典型的由8個浮標組成的水下網格就有7680個采集通道,長達12公里。水下和陸地勘探的通道數量和通道密度也有提升。未來的趨勢正向著每個系統突破30,000個通道發展。
由于多數勘探工作是在極度惡劣的環境下進行的,這就需要極低功耗的數據采集通道,以減少所需使用的電池數量。而且這些通道必須具有動態范圍大、高線性及采集前自檢測等功能,以確保數據采集系統的完整性。除了這些獨立的要求外,每個通道還必須具有校準功能,并與系統中的其他部分保持同步,以滿足其他系統在精確增益和相位精度方面的要求。
地震數據采集系統
圖1顯示了一個數據采集通道。差分傳感器(分別是陸地勘探用地震檢波器和水下勘探用水下聽診器)通過一個可編程增益儀器放大器(PGIA)與負責模數轉換的品調節器相連接。調節器的1位輸出與多用途濾波器相連,濾波器對大量待采樣的品數據進行采樣和濾波,并以編程輸出率輸出24位樣本。這些輸出樣本被緩沖到8 深度數據FIFO并傳輸到系統遙感裝置中。將濾波器單元中的檢測位流(TBS)發生器與測試DAC相連接就能啟動系統自檢測功能。模擬檢測驅動差分信號從檢測DAC進入PGA的多工輸入,或直接進入差分傳感器。數字回路折返測試直接將TBS數字輸出與濾波器單元的1位數據輸出進行內部連接,以檢查濾波器功能的完整性。
圖1 單個地震數據采集系統節點方框圖
可編程增益放大器(PGA)
傳感器與信號源距離的不同,所產生的信號長度也會各異。使用PGA對接收到的數據放大可以充分利用所有的ADC功能。圖2顯示的是PGA的內部構造。增益設置從1X到64X采用的是二進制加權算法。每個PGA放大器都使用斷路器穩定機制,以消除偏移電壓和1/f 噪聲效應。該放大器的輸入參考噪聲頻率為0.1到2000Hz,輸入噪聲電壓為8.5 nV。
圖 2 PGA方框圖
即使增益設置為36dB,PGA仍然表現出極高的線性(118dB)。采用了獨特的多路前饋架構的放大器是完全可能實現這種性能的。采用這種特殊的多路前饋架構可在極低的運行功率(27.5mW)下獲得帶寬為200Hz的180dB開環增益。與目前主流的極補償放大器需要的10GHz總增益帶寬相比,這種多路前饋補償放大器結構僅需要10MHz的總增益帶寬,因而節省了功率。
PGA是專為地震應用而設計的。在輸入MUX中,針對主信號流可選擇A輸入選項;在通道校準時選擇B輸入選項;選擇內部終止(800)可決定通道地噪聲選項。另一種設計功率和噪聲規格與之相類似,但沒有用于水下聽診器的高阻抗的斷路器穩定接口。這種放大器的1/f角度為~10Hz。
調節器(模數轉換器)
圖3顯示的是該設計中應用的4階單位品調節器。ADC的性能主要是由第一積分器和反饋DAC決定的。因此,這種調節器將大部分功率用在第一積分器上,以獲取最高的線性能力,并最大限度地減少噪聲。該設計通過選擇恰當的調節器系數和動態地調整第一積分器偏壓大幅節省了功率。此外,粗/精電荷采樣配置可用來降低非線性輸入電流導致的失真度。在所有電路中采用的全差分電路,也有助于降低噪聲并使線性達到最佳。
圖3 單位4階DS調節器
第一積分器還采用了一種時鐘化的動態偏壓A類放大器,在每一個階段中都盡可能地降低了功率損耗。第一積分器中的放大器負責處理三個不同的任務,即回轉、沉降并維持輸出值。在調節器的第一積分器中,各個階段中動態變化的電流水平也可以保證節省功率。更高的電流能夠在相對較短的時間內完成回轉階段,為接下來的沉降階段節約了更多的時間。這樣就減少了放大器所需的互導(gm),從而節約了功率?；剞D階段的電流強度是沉降階段電流強度的四倍。還有一個能夠節省功率的地方,那就是放大器的第一階段。放大器第二階段的樣本正是第一階段的輸出數據。這一階段的偏置電流有可能降低到沉降階段電流強度的四分之一。這樣可以節省約30%的功率。
抽取濾波器
采用低功率信號處理架構的多功能數字濾波器能夠高效地過濾及抽取前述的單位品調節器輸出的數據。如圖4所示,這種濾波芯片包括若干用于簡化系統設計的集成外設：如1個用于標準時鐘或曼徹斯特碼輸入、抽取與濾波引擎、偏移與增益校準的低抖動PLL、1個檢測DAC位流的發生器、1個時間間隔控制器,以及8個通用I/O引腳。
圖4 抽取濾波器芯片方框圖
抽取和濾波引擎電路由SINC、FIR和IIR濾波器組成。SINC濾波器的首要作用是削弱品調節器中的帶外噪聲。在這個過程中,它將單位品數據抽取為適應FIR和IIR濾波器的24位數據。選定的輸出字率將自動確定SINC濾波器的系數和抽取率。
FIR濾波器用于補償SINC濾波器壓降并生成一個輸入信號混迭元件低通角。使用配置命令可以選擇片上線性相位或最小相位系數,也可以根據定制的濾波器反應進行系數編程。
可選擇的數字濾波器抽取率可以生成從4000SPS到1SPS不等的輸出字率,利用片上系數進行設置時,由此產生的帶寬測量幅度也相應達到1600Hz到400MHz。偏移校準算法可自動推算出偏移修正值,并將增益與偏移修正值應用到數據測量中。
數字濾波器芯片內置的數字信號發生器能夠產生單位正弦波或脈沖函數。該數字檢測位流與CS4373檢測DAC相連,可產生高質量的模擬檢測信號,或用于測試數字濾波器和數字采集電路內部回路折返到濾波器的MDATA輸入。
MSYNC輸出信號隨之輸入到SYNC引腳。 MSYNC 為所有網絡操作設定了一個參考時間。MSYNC 階段將對調節器采樣進行排列,即時保障了測量網絡內模擬采樣的同步性。MSYNC 排列了TBS(檢測位流)的時序。SINC濾波器也通過MSYNC信號隨時保持與外部系統的同步運行。
自檢測 DAC
圖5顯示的是一個自檢測單位數模轉換器(稱為檢測DAC)。這是一個由上文提到的數字濾波器芯片產生的單位檢測位流(TBS)驅動的24位DAC。這也是為地震應用而特別設計的。它能夠產生差分118dB的線性正弦曲線信號。頻率與振幅由數字濾波器結構所產生的TBS決定。它具有兩套差分模擬輸出,一套確保精度,另一套負責進行緩沖,這樣就簡化了數字采集系統的校準過程和傳感器的檢測過程。兩套輸出都配有二進制加權高精度衰減器,變化幅度為11/2-1/64。
圖5 自檢測DS DAC方框圖
低失真度 ADC 的工作原理也被應用在低失真度DAC 當中。 ADC中的第一積分器在一段時間內持續地輸入電壓,然后再輸入數字數據位流。ADC輸入連續的時間信號與反饋信息,然后輸出單位數據。在這個DAC設計中,所有輸入的單位數據、輸出和反饋都是連續的時間信號,并通過同一個電路實現。詳細架構參見圖6。第一積分器與上文所述的ADC中的第一積分器相同,能夠通過動態偏置來降低功率。
圖6 自檢測DS DAC方框圖
自檢測模式的系統總體性能
我們分別在25 ℃、-40℃ 和85 ℃的條件下測試了10塊電路板,每塊包含四個數據采集通道。每個通道采用其相應的自檢測DAC條件下進行測試。每塊板中的兩個通道(通道1和通道2)配置陸地檢波器放大器(CS3301),另兩個通道(通道3和通道4)則配置水下聽診器(CS3302)。這些電路板都配有PGA、ADC、抽取濾波器和自檢測DAC,它們都通過了量產測試,符合其說明書的各項指標。表1列出了在這個測試中每個通道所獲得的平均線性水平。
表1 自檢測模式的系統總體性能
在5V峰-峰差分信號水平和31.25Hz的測試頻率下,我們獲得的平均線性水平高于112dB。在5V電源條件下,平均功耗低于105mW 。雖然這套數據采集系統是為地震勘探應用而特別設計的,但它也同樣可以應用在許多其他對低頻率、高精度和低功耗有較高要求的應用中。