?? ?在脈沖多普勒" title="多普勒">多普勒接收機設計中，為了獲得優異的性能，確定對相控陣接收機核心電路——模/數轉換器(ADC)的要求非常關鍵。ADC的SNR通常定義為滿擺幅輸入信號與噪聲RMS（包括除基波、前五次諧波與直流失調以外的奈奎斯特頻譜成份）之比。該參數雖然重要，但很難全面衡量轉換器在脈沖多普勒" title="脈沖多普勒">脈沖多普勒超聲接收機中的性能。通過研究典型的脈沖多普勒接收信號，設計人員" title="設計人員">設計人員可以全面理解在醫療成像應用中如何確定對ADC指標的要求。
相控陣接收機
??? 典型的超聲接收機具有32～256個接收通道，輸出經過適當的延遲，在數字波束成型器相加后產生復合波束成型信號。圖1給出了由LNA、VGA、抗混疊濾波器和ADC組成的單通道典型結構。接收期間超聲信號在起始位置非常大，由于聲音能量在人體內部傳輸的衰減效應(往返大約1.4dB/cm-MHz)，信號幅度將隨時間快速衰減。假設接收通道帶寬為20MHz，為了在整個接收期間充分利用多普勒信號，需要轉換器具有約110dB的動態范圍。這一要求大大超出了實際ADC轉換器的動態范圍。因此，在接收期間，接收機增益需要動態增加以補償接收信號的衰減，通過VGA將信號調整到ADC的輸入動態范圍內。為了將接收信號轉換到12位ADC的70dB動態范圍內，要求VGA具有大約40dB的增益范圍。通常選擇具有50MHz采樣率的12位ADC。
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脈沖多普勒
??? 為了理解脈沖多普勒應用中如何確定ADC的SNR，有必要了解脈沖多普勒信號的頻率特性以及典型相控陣超聲接收機對信號的處理過程。以典型的2.0MHz脈沖多普勒發送信號為例，脈沖重復頻率(PRF)為10kHz，如圖2所示。
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??? 該信號的頻譜如圖3所示，由等間隔的PRF頻率分量組成，采用經典的(sine(X))/X分布。
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??? 接收到的脈沖多普勒信號與發射信號具有相同的基頻特性，是發送信號的反射波。該信號的濾波受兩方面的影響：一方面是傳感器的帶寬限制，另一方面是人體內部頻率的衰減特性。接收到的完整的PW多普勒頻譜(如圖4所示)以其中心發射頻率為中心。本例的接收頻譜中較強的頻譜分量來自體內固態組織的反射，通常將其看作干擾信號" title="干擾信號">干擾信號。RF系統設計人員往往將這些不需要的大信號稱為“阻塞產物”。
??? 圖4中所需要的多普勒信號非常弱，位于這些干擾信號中間，它們是體內移動物(通常是血液)的反射信號。如果接收信號來自主動脈血管，干擾信號將非常小，此時的信號以較弱的多普勒信號為主。如果接收信號來自腎臟或甲狀腺區域比較細的血管，固態組織的反射干擾信號將遠遠高于血液的多普勒反射信號。
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??? 在強干擾" title="強干擾">強干擾信號下，要求具有足夠的SNR以保證系統能夠同時通過強干擾信號和多普勒檢測信號。問題的關鍵是需要考慮多普勒信號與這些強干擾信號的頻率偏差。圖4中每個多普勒信號的?駐f可由多普勒方程式：?駐f=(2×fo×V×cos(θ)/c)給出。其中fo為發射頻率，V為速度，θ是速度相對于傳感器發射波束的對應角度，c是體內聲音的傳輸速度或1 560m/s。
??? 圖3所示PW多普勒發射信號實際由多個信號或者是以PRF為間隔的頻譜分量組成。由多普勒公式可知，每個發射頻譜的分量將根據移動物體的反射產生其自身的多普勒偏移。例如，發射頻譜分量fo=2.000MHz時，速率為1m/s的移動物將產生2.654kHz的多普勒頻偏。對于速率為1m/s的移動物，在fo+1×PRF=2.010MHz頻率處將產生2.577kHz的多普勒頻偏，依此類推。人體內存在多種對醫學診斷有用的不同速度的移動物，速度通常低于1m/s。因此，多普勒信號往往位于1kHz以內或低于強干擾信號的頻率。
??? 典型的超聲接收機將圖4接收到的RF波束成型信號通過復雜的數字混頻器進行數字混頻，并隨后以PRF重新采樣。重新采樣可有效地將不同頻譜分量的接收信號以及相應的多普勒頻譜合成為一個基帶“音頻”多普勒信號，如圖5所示。即使檢測信號的速度相同，每個參與合成的多普勒信號的?駐f也不同，因此，圖中的合成多普勒信號存在頻譜擴散或不確定的速度。
??? 這一最終信號即為基帶多普勒音頻信號，用于多普勒頻譜顯示或彩超流體處理。
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近載波SNR
??? 由于多普勒信號往往在強干擾信號附近的幾百赫茲內，因此，有必要對靠近這些強載波信號的ADC SNR進行優化。ADC中靠近載波頻率的噪聲會使強干擾信號附近的SNR明顯下降，從而降低多普勒檢測性能。近載波噪聲可定義為低頻噪聲源調制ADC信號時產生的沒有用的噪聲邊帶信號。低頻噪聲可來自多種噪聲源，如電源噪聲、幾何對稱的CMOS放大器中的1/f噪聲、低頻采樣時鐘抖動、基準電源噪聲等。這類噪聲對接收多普勒信號SNR產生影響，噪聲達到一定程度時會完全淹沒有用信號，無法檢測信號。
??? 需要注意的是：ADC能夠在具有非常差的近載波SNR的同時在奈奎斯特頻帶內保持優異的SNR指標。資料中發布的SNR指標一般是接近滿量程的輸入信號與噪聲(包括除基波、前五次諧波與直流失調以外的奈奎斯特頻譜成份)的RMS之比。由低頻調制引起的近載波噪聲通常在載頻的10kHz以內。該噪聲與整個奈奎斯特頻帶（大約25MHz）內的其他ADC噪聲不相關。因此，12位ADC可以在整個奈奎斯特頻帶具有70dB的SNR指標，但用于此類設計時仍然會有較差的性能指標。設計人員需要考慮在1kHz或低于1kHz的ADC SNR（單位為dBc/Hz）條件下，測試滿量程載波輸入時ADC的性能指標。
ADC基準噪聲和近載波SNR
??? 如上所述，很多潛在的噪聲源會對ADC信號進行低頻調制。最顯著的噪聲源可能是ADC的基準噪聲。ADC基準電壓直接影響ADC的轉換增益，基準源的變化將直接調制有用信號。因此，有必要仔細研究ADC基準的架構，并了解其對ADC近載波噪聲和SNR的影響。
內部ADC基準
??? 一些超聲系統設計人員傾向于采用內部ADC基準，因為每個ADC的帶內接收噪聲不相干，不會疊加到超聲波束成型器的相干檢測電路中。但是，內部ADC基準在低頻處具有很大噪聲，將會產生較大的近載波噪聲。低頻基準噪聲幾乎不可能采用多數ADC架構中的外部旁路電容濾除。ADC的REFP和REFN引腳(有時也用REFT和REFB表示)外部一般連接較大的濾波電容，但對這些噪聲的頻率不起作用。因為這些信號通常是由內部ADC放大器產生的，具有非常低的輸出阻抗。值得注意的是，不同通道的內部基準的精度和增益并不完全匹配。相控陣超聲接收機設計要求增益匹配度在幾十分之一dB內，并且要求內部基準的誤差保持在±5%或±0.42dB以內。
外部ADC基準
??? 從增益匹配的角度看，最好采用一個外部基準，但會在ADC的所有通道產生相干基準噪聲，從而疊加到超聲波束成型中的相干檢測電路中，并且，無論波束成型電路如何聚焦，低頻近載波噪聲都會增大相干檢測的干擾。即使可以設計出超低噪聲的外部基準，ADC仍然會面臨近載波噪聲的干擾問題。
??? 很多ADC中，用于緩沖基準輸入電壓的基準放大器通常采用小尺寸的CMOS工藝制造，這會引入顯著的1/f噪聲，如上文所述，這種噪聲很難通過外部濾波電容濾除。一些ADC架構允許用戶直接在REFP和REFN端連接外部電壓、旁路內部放大器，但這仍然不能解決問題。
??? 很多外部REFP和REFN輸入具有極低的輸入阻抗和較小的共模輸入容限，很難采用超低噪聲基準電壓驅動。雖然可以使用外部基準，但大多數方案需要較多的外部元件，明顯增加了設計成本和空間。
??? 八通道ADC，例如Maxim的MAX1434、MAX1436、MAX1437以及MAX1438，針對解決脈沖多普勒應用的近載波噪聲問題而設計。這些專有的ADC架構允許用戶簡單地采用10uF電容旁路對REFP和REFN電源進行有效濾波。
??? 圖6給出了MAX1437的單邊帶噪聲(單位dBFS/Hz)與頻率的關系曲線，采用內部基準，3MHz載波。該圖還給出了沒有采用Maxim低頻基準濾波器的12位ADC的噪聲頻譜。在多普勒頻帶內，脈沖多普勒SNR指標能夠提高4dB～8dB。此外，Maxim的ADC架構還允許使用外部基準，獲得優異的通道間增益匹配。
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??? 典型的奈奎斯特頻帶SNR指標還不足以確定脈沖多普勒接收機中ADC的工作特性。設計人員需要評估這一應用中的近載波SNR，位于載波附近1kHz或低于1kHz內。值得注意的是：整個超聲發射、接收通道需要提供適當的衰減，因為信號通道中如果近載波SNR較差，則會大大限制系統性能。