APFC(acTIve Power factor correction)技術就是用有源開關器件取代整流電路中的無源器件或在整流器與負載之間增加一個功率變換器，將整流輸入電流補償成與電網電壓同相的正弦波，消除諧波及無功電流，提高了電網功率因數和電能利用率。從解耦的理論來看，三相PFC技術可以分成不解耦三相PFC、部分解耦三相PFC以及完全解耦三相PFC三類。全解耦的三相PFC，如6開關全橋電路，具有優越的性能，但是控制算法復雜，成本高。單開關的三相boost升壓型PFC電路工作在DCM模式下，屬于不解耦三相PFC，由于它的成本低，控制容易而得到廣泛應用，但是開關器件電壓應力大，電源容量難以提高，只適用于小功率場合。部分解耦的三相PFC電路具有低成本、高效的特點，具有廣闊的應用前景。三相雙開關電路就是典型的部分解耦PFC電路。本文針對該電路的工作原理和控制策略進行了仿真和實驗。

　　1 三相雙開關PFC電路CCM下的工作原理

　　1．1 主電路結構

　　電路將三相交流電的中性線與2個串聯開關管S1，S2的中點以及2個串聯電容C1，C2的中點相連接，構成三電平(正、負電壓和零電壓)結構，2個串聯電容分別并聯平衡電阻R1，R2，使上、下半橋作用于電容C1，C2的輸出電壓相等。電路結構如圖1所示。

　　由于中性線的存在，上下半橋相互獨立，形成部分解耦的基礎，并且開關器件承受的電壓只有輸出電壓的1／2，降低了對開關管的選型要求。在此基礎上提出一些新的雙開關拓撲結構，但結構復雜，難以控制。

　　1．2 過程分析

　　由上述分析，上、下半橋可作為獨立結構分析。以上半橋為例，等效電路圖如圖2所示。

　　由三相電壓的對稱特性，每2π／3的區間里，只有一相正相電壓最大，如果能使每相的瞬時電流在2π／3的區間里跟蹤其最大相電壓，即可實現最大程度的電流校正。根據這樣的思路，現分析[π／6～5π／6]中a相電流的變化，因為這段區間Ua最大，可分3個階段分析。

　　第1階段[π／6～π／3]，Ua>Uc>O，在t0時刻開通S1，a相和c相電感同時充電，導通時間ton，這段時間的等效電路如圖3所示。由于開關器件載波頻率遠大于工頻，因此對于S1開關周期電路分析可將三相電源等效為對應的直流電壓源?；诖思僭O可知，載波頻率越高，電流波形越接近推理結果。此時的a相電流參見式(1)：

　　式中：ILc(t0)為c相電流初值。

　　在t1時刻關斷S1，電壓源和儲能電感共同向負載提供能量，電感電流下降，由于Uc較小，iLc的下降率更大。該段時間的等效電路如圖4所示。此時a相的電感電流參見式(3)：

　　式中：ILa(t1)為a相電流初值，U01為上半橋輸出電壓。

　　同理，c相電流參見式(4)：

　　式中：ILc(t1)為c相電流初值。

　　由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續模式，a相電感放電階段不會回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當電路運行在CCM模式，占空比計算如式(5)所示：

　　式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。

　　第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關的通斷只會引起iLa的變化。

　　第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關的通斷會引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補償，又可以使相鄰相的電流得到一定補償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進行獨立控制，補償效果并不理想，如何優化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。