引言

　　目前在各種電氣設備中應用的各式各樣的開關電源,大多數都采用間接式DC/DC 變換電路。它具有隔離性能好,便于提供多路輸出直流電源等優點。間接式DCPDC 變換電路通常又分為單端電路和雙端電路。一般小容量的開關電源多采用單端正激式或單端反激式DC/DC 變換電路,其高頻變壓器鐵芯中的磁通是單方向脈動的。單端間接式直流變換電路所存在的主要缺點是高頻變壓器鐵芯中的磁通只工作在磁化曲線的第1 象限,一方面使鐵芯不能得到充分利用,另一方面總需要解決磁通復位的問題。相比之下,雙端間接式DC/DC 變換電路比較適用于中大容量的開關電源,其高頻變壓器鐵芯的工作磁通在磁化曲線的第1、3 象限之間對稱地交變,鐵芯的利用率較高,也不必擔心磁通的復位問題。而且對應于正負半周都可以向輸出傳遞能量,加之高頻變壓器鐵芯的磁通變化線性范圍寬,有利于減小變壓器的繞組匝數和鐵芯體積,提高開關電源的功率密度和工作效率。因此研究開發完善、可靠的雙正激DC/DC 變換拓撲方案一直為國內外有關研究和工程技術人員所關注。

　　基于上述考慮,我們在科研實踐中,提出了一種新型雙端正激式DC/DC 變換器的半橋拓撲方案,特別適合于整流器、逆變器等具有高壓直流環節的電力電子系統,利用其現成的高壓直流環節,為系統的控制、驅動和檢測保護提供多路直流電源。與以往的雙端正激式拓撲結構相比較,其特點是可以有效地避免上下兩橋臂在高頻PWM 開關過程中易于出現的直通短路問題,使開關電源的可靠性大為提高,而且其輸入電壓可以很高,輸出直流電源容量大、組數多,尤其適用于中大功率電力電子系統。目前在國內外尚無有關同類拓撲的文獻報道。

　　鑒于所有半橋拓撲結構的雙端正激DC/DC 變換器,在直流輸入電壓高、高頻變壓器變比大的情況下,都存在磁通維持續流階段的不理想方面,本文提出了一種獨特的磁通維持續流控制方法。同時,為了解決開關電源的自啟動問題,還給出了一種自舉電路控制方案。

　　新型拓撲結構及工作原理

　　主電路采用了如圖1 所示的拓撲結構。圖中變壓器原邊采用半橋式雙正激電路,主電路可直接利用高壓直流環節供電。兩原邊繞組L1、L2 上下對稱,極性相反,共用同一鐵芯。這種結構可以有效地避免在高頻PWM 開關作用下,由于MOS 管關斷不及時所可能出現的上下橋臂直通現象。

　　圖中右上回路代表著一系列帶有中間抽頭的副邊繞組及高頻整流濾波環節。它對副繞組兩端產生的正2零2負三電平交變高頻脈沖電壓,通過兩只快恢復二極管實現全波整流,然后進行L-C 濾波或直接電容濾波后穩壓輸出。另外,為了穩定輸出電壓和提高抗干擾能力,電路中還選擇了其中一組副邊為SG3525 芯片的PWM控制提供反饋電壓。

　　以下將每個開關周期分為三個階段來分析整個主電路部分的工作原理。首先要假設變壓器原邊電流的正方向是流入繞組同名端的。主電路中開關管M1 、M2 占空比變化范圍是0～50 % ,且輪流導通。

　　1) 開關管M1 導通時,電容C1 的正向電壓加在原邊繞組L1 上。在此電壓的激勵下, 根據u =Ld i/d t , 可推導出

　　式中U=Ud/2,即輸入側直流電壓的一半,L 為高頻變壓器的等效勵磁電感。在電路工作達到穩態后,每周期開關管M1 剛導通時對應的勵磁電流初始值I0 應為負值,并且勵磁電流以斜率UPL (常值) 從負到正線性增加(這里要注意的是:流經L1 的電流是由其勵磁電流和總負載電流合成的,因而L1 中電流的大小還取決于負載的輕重) ,同時各副邊繞組兩端感應生成正向電壓脈沖。

　　2) 開關管M2 導通的情況與M1 類似,由于電容C2 端電壓U = Ud/2 ,相對于L2 的同名端而言為反極性作用,其勵磁電流的初始值I0 為正值,故此期間勵磁電流是以斜率UPL 從正到負反向線性增加的,因而各副邊繞組兩端生成負極性電壓脈沖。

　　3) 當M1 、M2 都不導通時,需要主磁通勵磁電流保持在最大值I0 不變,使各繞組磁通維持常值,根據法拉第電磁感應定律u = - dψ/d t ,主電路原邊繞組及各副邊繞組的端電壓在此期間內均保持為零,從而使變壓器副邊電壓為三電平PWM 脈沖波形,進而保證輸出直流電壓具有可控性。

　　從上面的分析我們不難看出主電路高頻變壓器的勵磁磁勢是依照規律線性增加(從負到正) ==維持恒定(在勵磁續流回路中)==線性減小(從正到負)而變化的,使得主磁通在第1、3 象限內對稱交變,滿足雙端正激式控制的要求。

　　按照本拓撲結構的上述工作原理,為了實現輸出直流電壓的可控調節,應該做到兩個方面,其一是主電路中開關管M1 、M2 的PWM 占空比都能在0～50 %范圍內連續變化;其二,在每個開關周期當中,除兩只開關管按一定的PWM 占空比輪流導通的時間之外,還有一段時間二者均不導通,此期間需要保持勵磁電流不變,使得輸出感應電壓為零。此外,為了使高頻變壓器鐵芯的主磁通在第1、3 象限內的對稱交變有更寬的變化范圍,從而有利于減少繞組匝數,充分利用鐵芯和減小變壓器體積,應設法使勵磁磁勢在兩開關管均不導通期間維持在正向或負向最大值不變。這就要求在L1 和L2 兩原邊繞組均不導通的情況下,由其它副邊繞組提供勵磁續流磁勢,然而通過計算機仿真和實驗研究的結果都表明,在直流側電壓較高而變壓器原、副邊變比較大的情況下,僅僅依靠類似于L4 所在的副邊整流回路提供勵磁續流,其波形是很差的,遠不能達到理想的三電平PWM控制效果。

　　正是針對這一問題,本方案專門設計提出了一種勵磁續流回路如圖1 中右側L3 所在的回路所示。回路中MOS 管M7 、M8 均帶有反并聯二極管。在主電路半橋的上下兩管都不導通的時候,通過同時開通這兩只開關管,來維持主磁通的勵磁磁勢及勵磁電流的連續性,由于該回路電阻很小,勵磁電流近似維持不變。

　　PWM控制信號產生電路

　　主電路的PWM 控制信號是由SG3525 產生出來的。由于3525 的控制簡單且相關資料很多,在此我們就不詳細給出其周邊電路了。SG3525 根據變壓器副邊反饋的電壓信號Vfd 調整輸出PWM 控制信號的占空比,如圖2 所示。由于主電路采用雙端正激式結構,門極驅動信號也需要隔離,因此SG3525 輸出端接于變壓器T2 原邊兩端,兩個副邊分別以相反的極性來驅動開關管門極。至于勵磁續流回路中的兩個開關管的門極控制信號的控制邏輯,可以采用SG3525的兩個輸出信號的“或非”得到,從而保證在OUTA 、OUTB 有一個為高電平時,G3、G4 就都輸出低電平。只有當兩個輸出均為低電平時,G3、G4 才為高電平,進而驅動勵磁續流回路開通。

　　自舉電路分析

　　作為實際能夠應用的產品,必須要做到能夠自啟動,即自舉。要利用上電時的輸入直流高壓,來得到能夠提供給控制芯片的初始電源,在主電路變壓器真正開始工作后,在某個副邊會產生一定的電壓,再利用此電壓經過一定的處理作為工作電壓提供給控制芯片,這樣整個電路就可以正常工作了。

　　在許多開關電源的方案中,或者根本沒有提出自啟動的解決方案,或者采用的是直接利用大電阻將主電路直流側高電壓分壓得到,在整個電源工作時期內,它都要提供電壓,消耗許多能量,從而使得系統的效率大大降低。本方案提出一種有效的解決辦法,如圖3 所示,在上電初期,初始回路等效電阻較小,一旦工作電壓建立起來,初始回路等效電阻變為很大,而且也不必為控制電路提供電源,因而提高了系統的效率。圖3 中Vd 為主電路輸入側直流電壓,V 為由某次級線圈提供的輸出直流電壓,R1 阻值很大,R2 相對R1 要小得多。剛上電時,V 為零,開關S1 斷開。因此MOS 管TR1 導通。經過穩壓管穩壓后給作控制芯片的初始電源。一旦副邊電壓建立起來后,S1 閉合,進而拉低TR1 的柵極電壓,使其關斷。需要注意的是,R2 可以取得很小;同時,支路的電阻R1 由于場效應管柵極電流極小的緣故,阻值可以取得很大。這一點避免了傳統的方案中電阻必須較小以提供足夠大的電流的缺點,從而提高了工作效率。

　　仿真及實驗波形分析

　　仿真波形

　　基于上面的電路原理分析,有助于理解以下給出的計算機仿真結果。

　　本方案的可行性研究是通過Pspice810 軟件仿真來完成的。它的強大功能很適用于電力電子電路的原理及性能分析。仿真采用Pspice 內置的元器件: 主電路的MOS 管采用IRFD150 ,高頻變壓器的模型由電感元件L 和耦合系數元件K構造而成。MOS 管的開關頻率為40kHz ,仿真時間為10ms。選取暫態仿真即得到如圖4 所示幾組波形,它可更充分完整地說明前面分析的原理。

　　以下將分析各波形的產生原理及相互聯系。鑒于主電路變壓器原邊上下橋臂工作情況類似,只需觀察上橋臂的工作情況就可以較清楚地了解整個電路的工作原理。圖4 (a) 展示的是加在主MOS 管M1門極的PWM控制芯片產生的波形(為了簡化仿真,它只是邏輯電平。門極實際的電平變化請參照本文實際測量波形) ;而加在M2 的門極信號與之類似,只是從時間上交錯開。

　　圖(c) 是原邊繞組L1 兩端電壓: 當主MOS 管M1 導通時,使原邊線圈兩端作用以U = Ud/2 的正向電壓;當M2 導通時,由于L1、L2 緊耦合且極性相反,則L1 兩端為負電壓;當M1 、M2 都關斷時,L1 兩端電壓為零。

　　圖(b) 是流過繞組L1 的電流波形:從中也不難看出在主開關管M1 導通時為一條線性增加的直線,由于它還包含了負載電流成分,因而此直線并不是正負對稱,而是向上平移了;在M1 關斷時,L1 不流過電流。圖(d) 所示的是與圖(b) 相關的勵磁續流回路的電流波形:在M1 或M2 開通時,勵磁電流由原邊提供,此時該續流回路電流為零;當M1 、M2 都關斷時,勵磁電流通過續流回路作用維持恒定的正值或負值,以維持磁通近似恒定。通過這兩個波形,進一步證實了在前面原理分析中對勵磁電流變化規律的總結。

　　圖(e) 是勵磁電流續流回路的MOS 管M7 的門極信號(M8 的與之相同) 。為了保證該回路能夠在M1 、M2 關斷時開通,兩門極信號之間采用了“或非”的邏輯關系。具體的電路結構可參照PWM 控制產生部分。

　　圖(f) 就是所關心的變壓器某一副邊繞組的波形:從圖中可看出,它只在M1 導通時才出現正電平或M2 導通時出現負電平,而在兩管均不通時,電壓為零;也就是說,可以通過改變主電路MOS 管門極信號的占空比來達到控制輸出電壓的目的。這都是在勵磁續流回路的作用下才得以實現的,否則在M1 、M2 關斷期間,副邊也會產生很高的電壓,這便失去了輸出電壓的可控性。

　　實驗波形

　　在分析實驗波形之前,應該注意的是由于變壓器總會存在一些漏感,因此實際的波形與仿真得到的有一些細微差別,這是很正常的。

　　在圖5 (a) 中,上側波形就是前面提到的主電路上橋臂MOS 管實際的門極信號,它是由SG3525 的OUTA、OUTB 合成的,下橋臂MOS 管門極信號電平與其相反;圖5 (a) 下側波形是由OUTA、OUTB“或非”得到的勵磁續流回路MOS 管的門極信號,從圖中可以很好地看到兩者的對應關系。

　　在圖5(b)中,下側波形就是其中勵磁續流回路的MOS 管門極控制電壓信號;上側波形為變壓器某副邊繞組的電壓波形,可見只有在主電路MOS 管開通時,副邊繞組兩端才有正向或負向電壓;而當M1、M2 均不導通時,繞組兩端電壓為零(由于漏感影響,有一些振蕩) ,依此可以達到通過改變占空比調壓的目的。實際波形與仿真波形基本吻合,表明實驗取得了期望的結果。

　　結語

　　在科研實踐中,提出了一種新型的雙端正激式DC/DC 變換器拓撲方案。它除具有鐵芯利用率高,正負半周均可傳遞能量等優點外,還可有效地避免上下橋臂直通短路問題。本文分析了其所構成的開關電源主電路及控制、自啟動等回路的結構原理,同時還提出一種新型勵磁磁勢維持續流控制方法,有效地解決了其它方案的磁通維持階段波形變差的問題,特別適合于直流輸入電壓高,高頻變壓器變比大的情況,具有較高的實用價值。