1、引言

　　傳統的PWM" title="PWM">PWM DC/DC 移相全橋零電壓軟開關（ZVS" title="ZVS">ZVS）變換器" title="變換器">變換器利用變壓器的漏感或/和原邊串聯電感和開關管的外接或/和寄生電容之間的諧振來實現零電壓軟開關，由于超前橋臂和滯后橋臂實現零電壓軟開關ZVS的條件不盡相同，導致了滯后橋臂實現零電壓軟開關ZVS的難度比超前橋臂要大得多；輸出整流二極管換流時關斷的二極管反向恢復會引起次級較大的電壓尖峰；并且還存在較為嚴重的副邊占空比丟失的情況。為了解決這些問題，以下提出了一種改進型的電路拓撲結構。

　　2、改進型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路

　　改進型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路結構和各點波形對照如下圖2-1(a)和(b)所示：

　　容易看出改進型的電路拓撲與基本型電路的主要差別在于副邊整流電路，該整流電路被稱為倍流整流器" title="整流器">整流器（Current-Doubler Rectifier，CDR），是目前應用的熱點之一。下面首先介紹一下該整流電路。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器副邊繞組僅需一個單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數量少一半。所以說，倍流整流器是結合全波整流和橋式整流兩者優點的新型整流器。當然，倍流整流器要多使用一個輸出小濾波電感。但此電感的工作頻率及輸送電流均比全波整流器的要小一半，因此可做得較小，另外雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。

　　以下我們來研究一下改變整流電路后變換器主電路的工作狀況有什么不同。

　　由于電路工作狀態在一個周期內可以分為兩個完全一樣的過程，所以以下僅僅分析半個周期的情況，而這半個周期又可分為以下三種開關模態（對照上圖2-1所示）。

　　(1). 開關模態 1： t0 < t < t1 其中t1=DTs/2

　　此時Q1和Q4同時導通，變壓器副邊電感L1和整流管DS2 導通, 原邊能量向負載端傳遞。此模態的等效電路如下圖2-2：

　　其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線電壓，I1和I2分別是電感L1和 L2電流（L1=L2=Ls），此時有如下等式成立：

　　當Q4關斷時該模態過程結束。

　　(2).開關模態 2 ： t1 < t < t2 其中t2≤Ts/2

　　在t1時刻關斷Q4 ,此時副邊電感L1中儲存的能量給Q4電容（或并聯電容）充電同時將Q3兩端電容電荷放掉。為了實現軟開關，Q4關斷和Q3開通之間至少要存在一死區時間Δt1, 使得在Q3開通前D3首先導通，且有等式：

　　成立。其中Ceff 是開關管漏源兩端等效電容，Ip1為 t1時刻變壓器原邊流過電流。當D3導通后，變壓器副邊兩個二極管DS1 和DS2同時導通，電路工作在續流狀態。此時等效電路如下圖2-3所示：

　　此時有如下電路方程成立：

　　其中D為脈沖占空比，fS為電路工作頻率，L'ik為主邊變壓器漏感（或與外接電感的串聯值），rt是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時間常數，Vfp是反并聯二極管導通壓降。

　　(3). 開關模態3： t2 < t < t3 其中t3=Ts/2

　　處于該模態時，電路原邊導通情況與以上的模態2一致。此時由于換流過程結束，DS2關斷。所以等效電路如下圖2-4所示：

　　此時有電路方程如下：

　　注意這時I1,I2與模態2相同，但是DS1中將流過全部的負載電流。當Q1關斷時該模態結束。此時副邊電感L2中儲存的能量同時給開關管Q1和Q2 漏源端電容充電和放電。

　　Q1關斷后，D2 和D3將導通，這時候就可以給Q2和Q3以開通觸發信號了，當電流反向后，Q2，Q3導通，能量再次從原邊傳遞到副邊，于是Q2，Q3都是零電壓開通。

　　由于對稱性，剩下的半個周期的工作狀況與以上完全相同。

　　由此可以得到負載端輸出電壓：

　　注意它與一般的全波整流電路之間的1/2倍的關系。

　　由工作原理可以得到如下結論：

　　(1). 超前臂開關管和滯后臂開關管的ZVS都利用了次級輸出濾波電感的能量來實現，因此串聯在原邊的電感值可以大大減?。ㄉ踔量梢圆恍枰撾姼?，只用變壓器的原邊漏感）。

　　(2). 軟開關實現時能量由副邊電感和原邊電感共同提供，因此可以在較寬的負載范圍內實現ZVS。

　　(3). 超前臂開關管和滯后臂開關管實現軟開關ZVS的條件沒有基本型電路苛刻，并且由于副邊電感的影響，它們之間的軟開關實現條件的差異較之基本型電路大大減小。

　　3、變換器控制電路設計

　　該控制系統通過采集原邊母線電流、副邊側輸出電壓來構成兩個控制閉環：電流內環和電壓外環，原理框圖如下圖3-1所示。UCC3895是美國TI公司生產 的一種高性能電流/電壓移相PWM控制器。它是UC3875(79)的改進型；它最適合于移相全橋電路，同時配合零電壓開關工作以實現在高頻時的局部軟開關性能。它除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改進是增加了自適應死區設置，以適應負載變化時不同的準諧振軟開關要求。同時由于它采用了BCDMOS工藝，使得它的功耗更小，工作頻率更高。

　　從原理框圖可以清楚的看出：原邊母線電流通過電流互感器隔離采集得到，該信號再通過濾波以及斜坡補償電路后得到電流控制信號；而輸出電壓信號經過TL431調節后經過光耦隔離，再與設定電壓參考值比較得到電壓控制信號。電流和電壓控制信號輸入移相PWM控制器UCC3895后經由芯片內部比較器以及脈沖產生電路得到四路PWM控制信號,但是有一點必須注意，那就是UCC3895的驅動能力很弱，所以必須將這些控制信號加以功率放大并隔離，然后才能驅動主電路的兩個橋臂中的開關管。其中，采用母線電流的好處是它能反映同一橋臂上下開關管的貫通情況，從而為開關管的保護電路提供一定的依據。另外，該方案成功與否的關鍵就是斜坡補償電路以及隔離驅動電路

　　4、實用電路分析

　　圖4-1所示為實際采用的主電路圖，其中濾波和EMI部分主要簡單考慮了串模和共模干擾的處理。整流橋最大流過電流10A，并加一保險絲防止大的事故出現。R1和R2組成直流母線電壓檢測分壓器，得到的電壓信號經過控制和邏輯電路后，一路直接給母線軟起動電路的固體繼電器SSR，另外一路給控制芯片的軟起動控制電路SS（Soft Start）部分來控制UCC3895的軟起動，并且這兩路軟起動之間的延遲時間是可通過電路參數調節的。C5和C6都是電解電容，其值2200uF。CS是母線電流互感器，通過檢測母線電流信號，再與芯片內部振蕩器輸出的Ct端電壓信號通過一定比例的疊加，可以得到斜坡補償的電流信號；同時該電流檢測電路還能起到逐個脈沖（Pulse by Pulse）的過流保護功能，并可以防止同一橋臂上下管同時導通。Ch是高頻無感電容，大小為0.033uF, 由于電路的工作頻率較高，所以在電路的設計中將它盡可能的靠近電流互感器和地連接。Q1－Q4 為主開關管，圖中其并聯二極管是其內部等效表示，電容可以是外接電容。Ls是諧振電感，其值10uH，Tr是主變壓器，變比為1:1, DS1,DS2, Lf1, Lf2組成倍流整流器的副邊。C7, C8是電解電容，它們的大小皆為2200uF, C9為高頻無感電容大小為1uF 。

　　250V直流電壓輸入時(其中負載電阻為10.7Ω，電路工作頻率均為100KHz。)：軟開捅時開關管G、E兩端電壓（波形1）和C、E兩端電壓（波形2）波形

　　由以上兩圖(a)和(b)可以看出：在開關管C、E兩端電壓降為零（反并聯二極管在此之前導通）之后100-200ns柵極驅動電壓才上升到柵平臺值（6V左右），此時開關管才開始導通，所以它們是零電壓開通的。同時注意：超前橋臂和滯后橋臂的軟開通有一定差別，具體說來就是超前臂比較容易實現軟開通一些，所以在相同條件下它的軟開通效果較為明顯。

　　5、結語

　　該電路設計方案是切實可行的，它結合了電流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器電路、最新驅動芯片以及專門設計的開關器件的一些優點：

　　(1). 從實驗波形來看，變換器的超前與滯后橋臂開關器件均能很好的實現零電壓軟開關，并且零電壓軟開關的實現條件以及兩個橋臂軟開關的差異也比基本型電路小。除此之外，采用倍流整流器電路后，變換器的設計也更加簡單化：比如主變壓器的副邊只需要單一繞組，而不是像全波整流那樣需要引入中心抽頭；而且副邊電感量的大幅減小也使得電感的設計更加方便。

　　(2). 采用電流模式控制能帶來一系列的好處。比如在防止變壓器磁芯飽和方面、能夠很簡單的提供逐脈沖限流控制以及保證倍流整流器副邊電感電流的平衡方面，它都有著電壓模式控制無法比擬的優點。

　　(3). 高速大電流驅動芯片使得驅動電路的設計更加簡單可靠。