半導體行業從一開始就以“更小、更快、更便宜、更好”為宗旨。當前的掌上電腦(Pocket PC)比占地整整一幢樓的第一臺電腦功能更強大。然而，到目前為止，實現這一目標的方法都是減小組成半導體器件的單個晶體管的體積。這也帶來了有趣的副作用。隨著晶體管變得越來越小，工作電壓也越來越低。在過去的嵌入式系統中應用最普遍的就是5V電源。但典型嵌入式系統中的大多數元器件也轉而采用更低的電源電壓，以充分利用行業最新趨勢帶來的好處。另一方面，系統中的某些元器件需要更長的時間才能完成轉變。因此，在轉變過程中，系統中的某些元器件可能需要不同的供電電壓(如，在3.3V系統中存在5V器件，反之亦然)。這給嵌入式設計人員帶來了一些設計方面的挑戰。一種解決方案是采用邏輯電平轉換器，但采用電平轉換器并非成本效益最高的解決方案。本文將討論3.3V單片機(MCU)與5V外設接口的一些低成本設計思路。

　　如果要將5V設計轉為3.3V，第一件事就是尋求電源為3.3V但其他性能相同的單片機。大多數情況下，都能找到支持3.3V電壓的同等器件。而且，基本上，3.3V器件的成本與之持平，甚至更低。如果找不到可運行在3.3V條件下的替代器件，那么就必須采用雙電源了。本文的重點就是討論采用雙電源供電的設計。

　　對于5V和3V器件共存的設計，首先必須理解邏輯電平和輸入/輸出結構。對于輸入，需要考慮VIH(保證被檢測為高輸入的電壓)和VIL(保證被檢測為低輸入的電壓)。將3.3V系統連接到5V器件時，VIH 通常會比VIL帶來更大的問題。當然，這并不是說可以忽略VIL 參數。驅動器件必須輸出高于接收器件VIH(min)值的電壓才能保證正確的邏輯檢測。但是，如果電壓太高也不好。

　　幾乎所有CMOS器件在所有I/O引腳都采用了某種形式的ESD保護。實現ESD保護最常見的方法是采用箝位二極管將這些引腳連接到Vdd 和 Vss。這通常意味著最大輸入電壓為Vdd +0.3V，最小輸入電壓為Vss - 0.3V。如果電壓超出這一范圍，保護二極管就會導通。如果輸入端沒有串聯電阻，就會導致這些二極管通過極大電流，并有可能造成器件鎖死。這肯定不是所希望發生的。如果電壓足夠高(如3.3V系統中的5V輸入)，那么串聯電阻必須非常大才能保證箝位電流處于安全范圍內。如果電阻足夠大，那么由于引腳電容和PCB布線而引起的低輸入容抗可能就會變得重要起來。RC時間常數會導致信號延遲。許多生產商都建議不要使用箝位二極管實現ESD保護。因此，采用串聯電阻并非將5V信號饋送到3.3V器件的最好方法。

　　讓我們看一下標準CMOS器件的邏輯電平，大多數器件的VIH (min)都是0.7 Vdd或 0.8 Vdd。而 VIL(max) 大致在0.2 Vdd或0.3 Vdd。對于5V邏輯，對應的VIH 為 3.5V或4.0V，VIL(max) 為1.0V或1.5V。在低負載時，大多數CMOS器件的輸出都接近于電源電壓(0.1 或 0.2V)。隨著負載電流增加，VOH 會變低。此時，確定VOH必須要考慮負載電流。
 

        與串聯輸入電阻相比，更好的方法是采用電阻分壓器將5V信號轉換到3.3V輸入范圍內(見圖2)。電阻值的選擇必須考慮到所有公差。計算時可參考下面的公式：

R2/(R1 + R2)×VOH (min)>VIH(min) (輸入電壓為標稱值5 V與最大負公差之和)

R2/(R1 + R2)×VOH (max)

　　在上述計算過程中還應當考慮到電阻值本身的公差。

　　另一種更簡單的解決方案是采用兼容TTL輸入的5V器件。TTL器件的VIH(min)是2.1V(Vdd為5V時)。在大負載值條件下，大多數3.3V器件可以支持更高的VOH電平。此時，解決方案是將外設器件更換為兼容TTL輸入的同等器件。

　　應該很容易就可以發現帶有TTL輸入的類似器件。表1給出了一些例子。

        如果正在使用必須采用5V供電的標準數字邏輯系列器件，那么可以尋找支持TTL輸入的同等器件。(如，可使用74HCT 系列代替74HC 系列。)如果需要使用電平轉換器，那么可使用“HCT”或“VHCT”型的數字緩沖器。在大多數情況下，這一TTL輸入解決方案都比采用專用電平轉換器便宜。

3.3V器件的VOH 電平一般比5V CMOS器件的VIH(0.7Vdd = 3.5V)稍低。一種簡單的解決方案是使用二極管來實現電壓轉換。

　　上面的電路將輸出電壓增大了約0.6V。從而正好將3.3V CMOS輸出電壓轉換到了5V CMOS輸入范圍內。對于邏輯低電壓信號也進行了同樣大小的轉換。但，CMOS輸入的 VIL (max)約為1.5V，因此電壓轉換后的信號仍然滿足 VIL 參數的要求。對于這一配置，需要考慮幾件事。當3.3V器件輸出0邏輯電平時，電路的汲取電流也將增加。因此應當仔細研究一下3.3V器件VOL 規范對電路灌電流的限制。通常，灌電流越大，VIL就越高。因此需要小心不要違反VIL參數要求。如果CMOS 輸出VOL過高，則必須考慮加大上拉電阻值。如果電阻太大，二極管偏置電流會變低，從而導致二極管的開關速率降低。

　　Microchip新推出的16位PIC24系列單片機提供了可簡化5V接口的獨特功能。該系列單片機的輸入引腳可承受 5V(或 5.5V)電壓，即使器件正常情況下運行在3.3V或更低的Vdd電壓下。這些輸入引腳不需要連接到Vdd的箝位二極管，而是采用了不同的ESD保護機制。對于5V接口來說，這是非常重要的特性，因為這樣不需要電阻分壓器就可以直接將5V輸出連接到3.3V器件。讓我們回到圖3的例子，可見添加了這一功能即可實現無縫的5V接口。

　　有些單片機產品還進一步增強了這一功能，提供了通過外部5V上拉電阻產生5V輸出的能力。3.3V器件驅動3.3V輸出，但能承受5V的輸入。這些引腳提供數字控制的漏極開路輸出，使您可以選擇將引腳上拉到5V，而不會違反任何規范。這一功能支持通過CMOS輸入與5V器件方便地接口。

         當采用上拉電阻配置(見圖6)時，需要考慮兩個器件間的連接電容，從而確定端口引腳處信號的上升/下降速率(和最大開關頻率)，以及適用的電阻值?？紤]下面的公式：

其中 τ = RC 時間常數，R×C

　　PVdd = 外設電壓Vdd

　　PVih(min) = 外設的 Vih(min) 值

　　如果使用下述典型值：

　　上拉電阻 R = 1K

　　電容 C(由于引腳和PCB電容) = 10pF

　　PVdd = 5V

　　PVih(min) = 0.7×Vdd = 3.5V

　　則上升/下降時間≈12nS

　　如果可接受的最小上升/下降脈沖的時間寬度50nS，那么最大的輸出頻率為20MHz。對于大多數外設互連來說，這已經足夠了。

　　這種方法有一個缺點就是當MCU驅動邏輯低電平時，會通過上拉電阻消耗額外的電流。因此設計時需要考慮速度和電流大小兩個因素折衷選擇上拉電阻。需要為您的應用選擇一個折衷的電阻值來提供所需的速度并且確保消耗的電流不超出規范。

　　有些人可能認為不能采用這類配置來驅動低阻抗負載。如果希望驅動一個5V的繼電器，那么應當怎么做？幸運的是，對于驅動繼電器這樣的低阻抗負載，上述特性也有幫助。從圖7了解電路配置信息。要驅動此類負載，需要將引腳定義為輸出并驅動為低電平。這里，唯一的限制因素是器件的灌電流能力。要關斷負載，將引腳定義為輸入就可以了。關斷負載會將5V電壓直接饋入輸入引腳。由于引腳可以承受5V電壓，因此這一操作是正確的。換句話說，需要保持輸出鎖存器為邏輯低，并通過切換TRIS(輸入/輸出控制寄存器)來使負載接通/關斷。

　　本文介紹了橋接由5V和3.3V供電的電路的有效方法。這些方法完全可以和轉換階段橋接由不同電壓供電的電路的低成本智能解決方案媲美。同時，大多數器件很可能會很快轉向使用更低的電源，從而不再需要進行電路橋接。本文給出的方法對于充分利用半導體行業的最新發展趨勢以及降低系統成本肯定會有所幫助。