?。?引言

　　作為接收機的第一級，ＬＮＡ的性能對整個接收機系統的性能起著至關重要的作用，因為整個系統的信噪比（ＳＮＲ）很大程度上取決于ＬＮＡ的噪聲系數（ＮＦ）和增益。因此，設計性能良好的ＬＮＡ成為射頻前端設計的重要目標。由于低噪聲放大器的各個指標常常會發生矛盾，彼此不能兼顧，因此設計是在噪聲系數、增益、穩定性、阻抗匹配以及線性范圍等指標之間采取折中考慮。最近很多射頻集成電路都是采用ＣＭＯＳ工藝來實現的，尤其是０.１８μｍ的ＣＭＯＳ工藝很適于集成的ＳＯＣ設計［１-２］。

　　目前最常見的輸入匹配結構是源極電感負反饋結構，該結構有利于獲得高增益和低噪聲系數，但是存在較大的缺陷，即需要提供一個大感值的柵極電感（Ｌｇ）。在實際標準的ＣＭＯＳ工藝下集成實現一個大感值的片上螺旋電感往往比較困難，而采用片外電感又不利于實現電路的集成及小型化，并且由于大感值柵極電感的寄生阻抗比較大，相應地產生熱噪聲也會比較大。該文采用改進型輸入匹配結構，用一個并聯的小值ＬＣ網絡來代替電感值比較大的柵極電感，并從進一步降低噪聲系數和簡化電路的角度考慮，移除源極負反饋電感（Ｌｓ）［３］。

　　２ 理論分析

　　傳統的輸入阻抗匹配結構是源極電感負反饋結構，其輸入阻抗表達式為［４］

　　為滿足式（３），柵極電感的感抗通常比較大。如前所述，從利于電路集成實現和降低噪聲系數的角度考慮，應當盡量避免使用大值電感。該設計采用一個小值ＬＣ并聯網絡來代替。圖１是ＬＣ并聯網絡及其等效電路。

　　如圖所示，在并聯ＬＣ網絡中，假設電感為一個理想的感抗Ｌ１和一個電阻Ｒ１的串聯，其等效阻抗為Ｚ＝ｊωＬ２＋Ｒ２ （ω為低噪聲放大器的中心工作

　　根據式（４），如果能滿足０＜１－ω２Ｌ１Ｃ１＜１，那么Ｌ２的電感值將比Ｌ１大，并且隨ω趨近ω０１，Ｌ１將產生更大的電感Ｌ２。這樣柵極電感Ｌｇ便可以用一個電感值較小的ＬＣ并聯網絡來代替產生。在傳統輸入匹配結構中，源極負反饋電感用來滿足５０Ω阻抗匹配，但是它會產生熱噪聲并且不利于ＬＮＡ增益的提高［５］。根據式（５），引入ＬＣ并聯網絡后，電感Ｌ１的寄生阻抗Ｒ１可以等效為一個比較大的阻抗Ｒ２來滿足輸入端５０Ω的阻抗匹配。因此，移除Ｌｓ雖然對輸入匹配性能稍稍產生不利影響，但是有利于降低噪聲系數并提高電路結構的易集成度。改進的輸入匹配結構見圖２，其輸入阻抗為

　?。冢椋睿剑ǎ?omega;Ｌ２－ｊωＣｇｓ）＋（Ｒ２＋Ｒｇ＋Ｒｉ） （６）

　　式中： Ｒｉ， Ｒｇ， Ｃｇｓ的具體定義見文獻［３］。

　　由于電阻Ｒ２并不是一個實際的物理阻抗，而是由Ｒ１等效而來，因此其產生的熱噪聲比相同阻抗值的實際物理電阻產生的熱噪聲要小。這樣，通過移除Ｌｓ并利用ＬＣ網絡小值寄生阻抗來進行阻抗匹配，可以進一步降低ＬＮＡ的噪聲系數。

　　３ 電路設計

　　采用改進的輸入匹配，基于ＢＳＩＭ３０.１８μｍ模型，設計出了適用于無線接收機用ＣＭＯＳ寬帶（５.１～５.８ＧＨｚ）低噪聲放大器的電路結構。

　　寬帶低噪聲放大器設計的關鍵是提供足夠的增益來克服接收機以下幾級引入的噪聲干擾，而其自身的噪聲系數則要盡量低，同時還要具備好的輸入輸出阻抗匹配及良好的線性動態范圍。該設計采用兩級放大并采納改進的輸入阻抗匹配結構。Ｌ１的電感值為１ｎＨ，Ｃ１的電容值為０.５７ｐＦ，根據式（１），（２），該ＬＣ并聯網絡會產生３ｎＨ的等效電感Ｌ２和２５Ω的等效電阻Ｒ２，ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２的柵寬為１２０μｍ，根據式（３），總的輸入阻抗約為３５Ω。

　　為進一步提高ＬＮＡ的增益，選擇ＬＣ并聯網絡作為第一級和第二級的負載阻抗，根據式（７） ～（９），可以確定負載ＬＣ網絡的具體參數值

　　式中：Ｒｓ為源阻抗；Ｑ為電感Ｌｄ２的品質因數。ＬＮＡ第二級對線性動態范圍起著至關重要的作用，為了抑制線性動態范圍惡化，圖２所示的ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬略大于ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２，第二級的直流偏壓也同樣略高于第一級，因為大的直流偏壓可以改進ＬＮＡ的線性度。同時考慮整個ＬＮＡ的功耗限制，ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬不宜過大，這里選擇為１５０μｍ，第一級和第二級直流偏壓分別設置為０.６和０.６５Ｖ［６］。

　?。胈ｂｌｏｃｋ１，Ｃ_ｂｌｏｃｋ２和Ｃ_ｂｌｏｃｋ３均為隔直電容，它們的容值均選擇為１０ｐＦ。綜合考慮足夠的增益、足夠大的線性范圍和較低的功耗，該設計中ＬＮＡ工作電壓１.５Ｖ，偏置直流電流０.６ｍＡ，功耗９ｍＷ。

　　４ 結果及討論

　　基于改進型輸入匹配結構設計的工作頻段為５.１～５.８ＧＨｚ的寬帶，ＣＭＯＳ低噪聲放大器的各項性能參數由ＡＤＳ（ａｄｖａｎｃｅｄｄｅｓｉｇｎｓｙｓｔｅｍ）仿真給出。

　　圖３給出輸入阻抗匹配Ｓ參數Ｓ１１以及增益Ｓ２１仿真曲線。從圖中可以看出，移除源端負反饋電感對輸入匹配有一定的不利影響，但是一般低于－１０ｄＢ的Ｓ１１值即可滿足實際應用［４］。該ＬＮＡ在工作頻段５.３～５.８ＧＨｚ內可以滿足Ｓ１１低于－１０ｄＢ，而５.３ＧＨｚ以下的工作頻段由于偏離ω０１值較多，對輸入阻抗匹配性能稍稍產生不利影響。因此，用小值ＬＣ并聯網絡替代柵極大值電感，并移除源端負反饋電感，可以滿足良好的輸入阻抗匹配。該寬帶ＬＮＡ的增益在工作帶寬內可以達到１５ｄＢ以上，滿足正常的增益放大需求。

　　在５.１～５.８ＧＨｚ頻段內，ＬＮＡ的噪聲系數為２.７５～３.６５ｄＢ（圖４）。這樣低的噪聲系數在ＷＬＡＮ寬帶應用中是可以被接受的。

　　圖５是反向增益曲線，可以看出，工作頻帶內反向增益Ｓ參數Ｓ１２為－１０５～－９５ｄＢ，根據ＬＮＡ穩定系數Ｋ的定義

　　當Ｋ＞１且Δ ＜１時，ＬＮＡ將無條件穩定，輸入輸出阻抗匹配良好時，只要降低反向增益Ｓ１２的值即可增加穩定系數Ｋ值［７］。因此該寬帶低噪聲放大器的穩定性很好，這對于低噪聲放大器的正常工作是非常重要的。

　?。蹋危吝€有一個重要的性能參數，即線性度。圖６為仿真結果１ｄＢ壓縮點Ｐ１ｄＢ曲線圖，由圖可看出，Ｐ１ｄＢ約為－１０ｄＢｍ，線性度良好，有利于不失真地對大信號進行放大。

　　４ 結語

　　在對傳統源極電感負反饋輸入結構分析的基礎上加以改進，利用一個小值ＬＣ并聯網絡代替大感值的柵極電感，并從簡化電路和進一步降低噪聲的角度考慮，移除源極負反饋電感。將改進的輸入匹配應用到適用于無線接收機用的寬帶低噪聲放大器的設計中，結果表明，雖然輸入匹配性能稍稍有點惡化，但是仍然可以滿足實際的應用需要，并且工藝上電感值小的片上螺旋電感更易實現，電路的整體噪聲性能也得到改善，可以應用到工作頻率在５.１～５.８ＧＨｚ的無線接收機中。