前言
傳統電子消費產品的AC-DC開關電源,通常需要帶有多組輸出隔離變壓器并由一片原邊電源控制器控制輸出電壓和電流,但這類多組輸出電源的輸出電流都比較小，穩定的輸出電壓是通過線性穩壓管來實現。從設計與制造及使用的角度來看,比較麻煩而且成本也較高。需指出的是,其線性穩壓管只能應用于高電壓和低電流,故此種電源在應用上局限性很大,己遠遠不能適應新一代電子消費產品的需要。
這是由于新一代電子消費產品如機頂盒，液晶電視(或高清晰度電視)需要的是能提供大輸出電流和低輸出電壓的低價高效率開關電源，從而促使許多產品設計需采用分散式電源模式,也就是說,產品設計更傾向于選擇在市場上很容易采購到的AC-DC適配器并把多組直流電源直接安裝在系統的線路板上。
特別要說明的是,由于系統主芯片的電壓越來越低而且電流越來越大，這樣就可以使越來越多的直流開關電源能出現在系統板上的新型工裝技術。
而要提供一系列價格低廉，線路簡單，性能齊全直流開關電源,其關鍵在于是如何應用低廉、簡單，性能齊全的電源控制芯片。Semtech International公司的低價簡易同步式降壓控制芯片SC
2618不失為一種好的選擇，用SC2618只需較少外圍元器件就能設計出低電壓高效率降壓電源。
用SC2618設計簡易同步降壓電源
圖1為用同步式降壓控制芯片SC2618與雙場效應功率管AO4812集成塊設計組成的機頂盒和液晶電視及其它消費電子產品所需的板上開關直流電源線路圖。
此電源的輸入電壓Vin由交流變直流適配器提供，Vin大多數為12V/5V(也有少數會用24V),輸出電壓是1.8V，輸出電流是3.5安培。SC2618能接收4.5V至14V工作電壓并有一個1.25V內部電壓基準。0.5安培的場效應管驅動能使電源的輸出電流達到10安培。SC2618不需要反饋補償電路。
圖1 用SC2618和AO4812設計的機頂盒和液晶電視等消費電子產品所需支流開關電源圖
由圖1可看到，一組分壓電阻(R6，R8)會將輸出電壓Vout信息反饋給SC2618芯片的?FB端如果輸出電壓Vout低于所設定的數值，高端的場效應管Q1將被導通并一直導通到輸出電壓Vout回升到設定的數值以上。同樣的道理，如果輸出電壓Vout高于用戶所設定的數值，高端的場效應管將被關斷而低端的場效應管Q2將被導通并一直導通到輸出電壓下降到設定的數值以下。這種芯片模式將會使一個降壓式電源工作在以下任何一種模式：
·高端場效應管導通1微秒；
·低端場效應管導通1微秒；
·高／低端場效應管各導通1微秒；
輸出短路保護是通過SC2618的反饋端電壓(VFB)和它的1.25V內部電壓基準電壓來實現的。在正常工作時如果反饋端電壓小于1.25V基準電壓200mV，SC2618立刻關斷高端場效應管同時內部軟啟動電容開始放電。如果輸出短路是發生在軟啟動過程中，必須等軟啟動結束才能徹底關斷場效應管并開始軟啟動電容放電。一旦軟啟動電容放電結束，新的一輪軟啟動又開始。
SC2618在寬輸入電壓時的應用線路
雖然SC2618Vcc只能接收4.5V—14V之間的輸入電壓，但是只要在芯片的外圍增加一個非常簡單的線性穩壓管(一個小信號晶體管和一個齊納二極管)就可以很容易地將輸入電壓的范圍升到20V以上。同時可以利用一個外圍晶體管來關斷芯片。這種電路可用在許多需要24V輸入電壓工作的消費類產品中。
圖2 用SC2618設計的寬輸入電壓電路
圖2是一個可以工作到24V輸入電壓的完整電路圖。輸入電壓可以是5Vto24V，輸出電壓是3.3V，輸出電流是3.5A。圖2中6.2V的齊納二極管將SC2618Vcc電壓限制在5.5V左右。上(高)端和下(低)端場效應管的驅動電壓也在5.5V。可以通過晶體管Q3來關斷整個電源。
這樣的電路在機頂盒、液晶電視等產品上經常看到。像SC2618這樣的同步式降壓電路比許多非同步式電路在高輸入電壓的應用中有較大的優勢。
功率場效應管的選擇
由于本直流開關電源是同步降壓轉換器,即有著高輸入電壓對低輸出電壓的特點,故高端場效應管導通的時間很短,低端場效應管導通的時間很長,但是低端場效應管轉換電壓幾乎為零。在這樣的應用中，柵極電容較小(內阻較大)場效應管適用于高端開關，柵極電容較大(內阻較小)場效應管適用于低端開關。在該例子中所用的場效應管是通過它的內阻(RDSON)、柵極電容／電荷和封裝熱阻這3個參數來選擇的。利用SC2618 0.5A內置驅動器，一個柵極電荷為25nC 的場效應管會產生大約50ns的開關升／降時間(ts=25nC／0.5A)。ts會在高端場效應管開關時產生開關損耗(Ps)。
在圖1中，Ps是0.3W。由于在高端和低端場效應管之間無重疊傳導，流過低端場效應管漏極和源極的寄生二極管或外部肖特基二極管總是在低端場效應管導通之前導通。低端場效應管導通電壓僅為一個在漏極和源極之間二極管的電壓。低端場效應管開關損耗為零。
以圖1為例，選用的場效應管是A04812。A04812高低端導通內阻都是28mΩ，在3.5A負載時高低端導通損耗是0.35W。整個AOS4812損耗為0.65W，在3.5A負載下AOS4812損耗為0.65W，這時AO4812 SOIC8封裝結溫是111.5℃。這數值遠小于芯片150℃結溫限制。對于大電流輸出上的應用(>3.5A)，可以采用低內阻抗場效應管來限制它的導通損耗，并利用外加散熱器將它的結溫控制在110℃之內。
開關電源其它元件的選擇
由于SC2618不需要反饋補償電路，故不需要設計補償網絡參數。整個電源所需要設計的參數只包括輸出電感、輸出電容、反饋分壓電阻、輸入電容、場效應管。
輸出電
感L
輸出電感L的選擇基于輸出DC和瞬態的要求。大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，但是在負載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長。小的電感值可得到低的直流損耗，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值Ip-p在輸出負載電流額定值的20％到30％之間。
以圖1的線路為例，Vin=12V，Vout=1.8V，Iout=3.5A，fosc=150KHz，計算出來的電感值是14.5μH．可選用市場上很容易采購到的15μH／5A表面貼電感。
輸出電容Cout
輸出電容應按照輸出電壓紋波和負載動態變化要求來選擇。輸出電感產生的紋波電流會在輸出電容串聯等效電阻(ESR)上產生輸出電壓紋波(VRIPPLE)。為了滿足輸出電壓紋波要求，輸出電容寄生串聯電阻(ESR)必須滿足下式：
以圖1為例,Vin=12V,Vout=1.8V,fosc=150KHz，L=15μH，VRIPPLE=60mV，那么計算出輸出電容串聯等效電阻(ESR)會在輸出負載電流變化時產生一個電壓變化值(VT)。為了滿足輸出電壓電壓變化值要求，輸出電容串聯等效電阻(ESR)必須同時滿足下式：
以圖1為例，如果輸出電壓動態變化值是輸出電壓值的10％(VT=10％×1.8V=180mV)，如果負載電流變化值是lA，所需要的輸出電容的ESR是180mΩ。為了同時滿足輸出電壓紋波和動態變化，應該選擇最小ESR的電容。所以，在本例中選用90mΩ，1000μF/16V電解電容。
反饋分壓電阻R6與R8
高端的反饋分壓電阻Rtop(R6)可在5KΩ~15KΩ之間選擇。低端的電阻值Rbot(R8)。最終經實驗調整為22.1KΩ。一般來講Rtop和Rbot應選用1％精密電阻。 輸入電容C1(Cin) 我們選擇1000μF，90mΩ電解電容。
PCB排版
同步降壓開關電源PCB排版(即線路板制作)是非常重要,它是關系到設計好的電源能否在系統上正常工作的關鍵。
正確的開關電源PCB排版需要設計人員對開關電源工作原理有一定的了解,特別是設計人員需要知道高頻交流電流的走線,并且能夠區分低信號控制電路部分和大功率元器件走線部分。
以圖1為例,將分成控制電路部分和功率電路部分兩部分；一般來講，電源的功率電路部分包括輸入電容(Cin)、輸出電容(COUT)、輸出電感(L)、場效應管(Ql／Q2)之間的連線用粗線走線(見圖3所示)；而控制電路部分包括PWM芯片，旁路電容，自舉電路，反饋電阻之間的連線用細線走線。
圖3 為圖2中功率電路部份的電流和電壓波形
圖3顯示功率電路部分的電流和電壓波形圖?？梢钥吹礁哳l率交流電流會周旋在由場效應管和輸入電容所組成的回路中。所以此回路中元器件之間的PCB走線要短而且要寬。此回路截面積要越小越好。小回路面積將大大地減小EMI噪聲并產生一個比較安靜的功率地。安靜的功率地會使場效應管的柵極驅動電壓波形非常干凈。CIN可用大容量電解電容和小容量瓷片電容并聯，并要靠近場效應管。如果高頻交流電流的回路面積很大，就會在回路的內部和外部產生很大的電磁千擾(EMl)。如果同樣的高頻交流電流的回路面積設計得非常小，回路內部和外部的電磁場互相抵銷，整個電路會變得非常安靜。
高端場效應管(Q2)的源極，低端場效應管(Q1)的漏極和輸出電感(L)之間的連接點應該是一整塊銅片焊盤。由于這連接點上的電壓是高頻和交流，Q1和Q2和L 要靠得非常近。雖然輸出電感和輸出電容之間的走線沒有高頻交流電流，但寬的走線可以降低直流阻抗的損耗提高電源的效率。
控制線路應放置在功率電路的邊上.控制電路絕對不能放在高頻交流回路的中間。旁路電容要盡量靠近芯片的Vcc和地。芯片的場效應管驅動輸出不要離開場效應管太遠。反饋分壓電阻最好也放置在芯片附近。
結語
通過對低價簡易PWM控制芯片SC2618在開關電源上的應用與PCB板排版的分折,可以看到當今新一代消費類電子產品電源開發與應用可以大為簡化,非但省力省物力而且大大提高了糸統的可靠性，此類直流開關電源具有較高的性能價格比。