1    引言

       在高頻開關電源中，需要檢測出開關管、電感等元器件的電流提供給控制、保護電路使用。電流檢測方法有電流互感器、霍爾元件和直接電阻取樣。采用霍爾元件取樣，控制和主功率電路有隔離，可以檢出直流信號，信號還原性好，但有μs級的延遲，并且價格比較貴；采用電阻取樣價格非常便宜，信號還原性好，但是控制電路和主功率電路不隔離，功耗比較大。

       電流互感器具有能耗小、頻帶寬、信號還原性好、價格便宜、控制和主功率電路隔離等諸多優點。在Push-Pull、Bridge等雙端變換器中，功率變壓器原邊流過正負對稱的雙極性電流脈沖，沒有直流分量，電流互感器可以得到很好的應用。但在Buck、Boost等單端應用場合，開關器件中流過單極性電流脈沖；原邊包含的直流分量不能在副邊檢出信號中反映出來，還有可能造成電流互感器磁芯單向飽和；為此需要對電流互感器

構成的檢測電路進行一些改進。

       2    電流互感器檢測單極性電流脈沖的應用電路分析

       根據電流互感器磁芯復位方法的不同，可有兩種電路形式：自復位與強迫復位。自復位在電流互感器原邊電流脈沖消失后，利用激磁電流通過電流互感器副邊的開路阻抗產生的負向電壓實現復位，復位電壓大小與激磁電流和電流互感器開路阻抗有關。強迫復位電路在原邊直流脈沖消失期間，外加一個大的復位電壓，實現磁芯短時間內快速復位。

       2.1    電流互感器檢測電路

       常用的電流互感器檢測電路如圖1(a)所示。

        圖1(b)表示原邊有電流脈沖時的等效電路，電流互感器簡化為理想變壓器與勵磁電感m模型，s為取樣電阻。

        當占空比<0.5時，在電流互感器原邊電流脈沖消失后，磁芯依靠勵磁電流流過采樣電阻s產生負的伏秒值，實現自復位〔如圖1（d1）～（i1）所示〕，由于采樣電阻s很小，所以負向復位電壓較小；當電流脈沖占空比很大時(>0.5)，復位時間很短，沒有足夠的復位伏秒值，使得磁芯中直流分量d增大，有可能造成磁芯逐漸正向偏磁飽和〔如圖1（d2）～（i2）所示〕，失去檢測的作用，所以自復位只能應用于電流脈沖占空比<0.5的場合。

(a)檢測電路

(b)原邊有脈沖時等效電路

(c)磁芯復位時等效電路

圖1    常用的電流互感器檢測電路分析

        可以看出，此電路對于檢測單極性直流脈沖存在諸多缺點。勵磁電感電流m中存在直流分量d，容易導致磁芯飽和。輸出電壓信號R為雙極性，不便于后級電路處理。

        2.2    改進的自復位電流互感器

        為了實現輸出電壓R的單極性輸出，在電流互感器端加上一個二極管，根據原邊輸入電流1與輸出電壓R的相位的不同、信號地位置的不同，可有4種電路結構，如圖2所示。

圖2    改進的電流互感器檢測電路

        對圖2(c)的電路工作過程進行分析，電路在一個脈沖周期內的工作波形如圖3所示。

        (a)檢測電路

        (b)原邊有脈沖時等效電路

        (c)磁芯復位時等效電路

    圖3    改進的電流互感器檢測電路分析

        圖3(c)表示電流互感器磁芯復位時的等效電路，T為電流互感器副邊分布電容，D為二極管結電容。圖3(d)～(i)繪出了占空比小時，磁芯充分復位的各參數波形。

        在電流互感器原邊電流脈沖消失后，磁芯的復位依靠勵磁電流在m、T、D中諧振產生負的復位電壓值，實現自復位，如圖3(g)所示。m、T構成的諧振電路特征阻抗遠大于s，所以復位效果好于圖1電路。但是，諧振產生的復位電壓并不是很大，當脈沖占空比很大時，復位時間很短，仍有可能造成磁芯逐漸正向偏磁飽和，所以也只能應用于電流脈沖占空比<0.5的場合。

        由于互感器副邊線圈匝數很多，分布電容大，諧振電流主要從電流互感器流過；流經s、D支路的電流很小，

并且s很小，所以復位電流經D支路的諧振電流在s上產生的負向電壓可以忽略，取樣輸出電壓R波形如圖3(h)所示。因為二極管的作用，輸出電壓信號R為單極性，其幅值與原邊電流信號脈動量成正比，便于后級電路處理。

        2.3    強迫復位

        在單端應用中，特別是Boost電路中，需要精確地再現高占空比的單極性脈沖。自復位不能實現檢測高占空比電流脈沖，必須對磁芯進行強迫復位。強迫復位的電路很多，這里分析一種最簡單易行的強迫復位電路。如圖4所示，分別對應于圖2中的4種電路。

        對圖4(c)的電路工作過程進行分析。圖5(b)表示原邊有電流脈沖時的等效電路，由于二極管的隔離作用，復位電壓＋Vr對電流的檢測沒有影響。圖5(c)表示磁芯復位時的等效電路。電路在一個脈沖周期內的工作波形如圖5(d)～(i)所示，0～1時間內原邊有直流脈沖，1～2時間為磁芯復位過程，2～為復位完畢后波形。

圖4強迫復位的電流互感器檢測電路

(a)檢測電路

(b)原邊有脈沖時等效電路

(c)磁芯復位時等效電路

(j)復 位 電 壓 對 采 樣 影 響

圖5    強迫復位的電流互感器檢測電路分析

        在電流互感器原邊電流脈沖消失后，磁芯開始復位，二極管反向阻斷，復位電壓r加在勵磁電感上，強迫磁芯快速復位。圖5(g)繪出了激磁電感上的電壓，由于復位電壓遠大于磁芯的正向電壓，所以磁芯能夠在很短的時間內充分復位，可以應用于檢測電流脈沖占空比>0.9的場合。

        圖5(j)表示復位電壓V_r給檢測信號帶來的誤差。磁芯復位完畢后，電流互感器副邊相當于一根導線，V_rr在取樣電阻上有一個分壓，從而引起誤差，大小為

            V_R(error)=·V_r（1）

        由于R_r遠大于R_s，所以V_R(error)很小，可以忽略其影響。在t₂～T時間內，磁芯中還會有一個很小的直流分量為

        i_m=－（2）

        由于R_r很大，其影響也可以忽略。

        2.4    多個電流互感器的組合使用

        多個電流互感器可以組合起來，用于檢測含有低頻分量的單極性高頻直流脈動。例如，常用的由Boost電路構成的單相PFC電路，工作于CCM狀態，需要檢出電感電流提供控制電路使用。電感電流中既含用工頻正弦電流，又有高頻脈動電流，為此，可以用電流互感器分別檢出開關管、二極管中的單極性電流脈沖，再疊加起來，即為電感電流。檢測電路如圖6所示，占空比有可能超過0.5，所以磁芯需要強迫復位。

圖6    電流互感器組合使用合成電感電流

        3    電流互感器的設計方法

        根據原邊電流i₁大小、副邊輸出電壓U_m的要求確定電流互感器變比n；磁芯可選用初始磁導率大的鐵氧體材料，大小根據磁路有效面積確定?？砂词剑?）選擇

        A_e=    （3）

        式中：A_e為磁路有效截面積；

        U_m為電流互感器

副邊輸出最大電壓；

        N為副邊線圈匝數；

        B為磁芯最大工作磁通，一般取為飽和磁通的1/2～1/3；

        f_s為原邊脈沖電流頻率。

        R_s根據副邊最大電壓U_m、電流I_R求出，R_r取值要遠大于R_s，可以是R_s的50～100倍，具體大小可根據實驗結果調整。

       4    實驗結果

       1）在Boost電路中采用自復位電流互感器檢測 開 關 管 電 流 ， 提 供 給 控 制 電 路 電 流 反 饋 環 。 磁 芯 選 用 錳 鋅 鐵 氧 體 ， 磁 路 有 效 截 面 積0.25mm2， 變 比 100， 采 樣 電 阻 3.9 Ω 。 開 關 頻 率 20 kHz， 電 流 互 感 器 原 邊 電 流 峰 值 3.6 A， 最 大 占 空 比 0.45。 實 驗 波 形 如 圖 7所 示 。

(a)    副 邊 電 壓m波 形

(b)    采 樣 電 阻 電 壓R波 形

圖7    實 驗 波 形

       2）在雙極性SPWM逆變電路中，直流母線流過正負不對稱的雙極性電流脈沖，采用強迫復位電流互感器檢測出來，提供給的過流、直通保護電路。磁芯選用錳鋅鐵氧體，磁芯截面積0.35mm2，變比100，采樣電阻16Ω。開關頻率20kHz，逆變輸出正弦波頻率50Hz，電流互感器原邊電流峰值為3A，最大占空比0.95。一個開關周期內及一個工頻周期內的實驗波形分別如圖8及圖9所示。

(a)    副 邊 電 壓m波 形

(b)    采 樣 電 阻 電 壓R波 形

圖8    一 個 開 關 周 期 內 波 形

(a)    副 邊 電 壓m波 形

(b)    采 樣 電 阻 電 壓R波 形

圖 9    一 個 工 頻 周 期 內 波 形

       5    結語

       本文分析了自復位、強迫復位電流互感器檢測單極性直流脈沖時的工作過程，繪出了電路在一個脈沖周期內的波形，比較了各種電路磁芯復位的的特點，簡單的介紹了電流互感器的設計方法。試驗結果驗證了分析的正確性。