擴頻無線通訊標準IS-95/3GPP對線性度和相鄰通道功率" title="功率">功率比(ACPR)做出了嚴格規定。為滿足要求，寬頻碼分多址(W-CDMA)無線手機中要求采用高線性度的A類或A-B類RF" title="RF">RF功率放大器。不過，在輸出功率為+28dBm時，這種類型功率放大器的功率附加效率(PAE)最大只有35%左右；如果輸出功率降低，則PAE值更低。

　　在通話模式下功率放大器不會持續工作。當手機用戶不說話時，功率放大器就會以半速率(50%工作時間)或1/8速率工作，所以在通話模式時無需擔心手機發熱。但是在數據模式下，功率放大器會一直工作直到數據傳輸完畢。功率放大器的低效率及連續作業很快就會耗盡電池電量，而隨之產生的內部功耗還會使手機過熱。

　　對支援高速數據傳輸服務的早期W-CDMA手機而言，功耗是一個主要難題。它迫使設計人員使用更大的散熱片、更強的冷卻氣流以及更大容量的電池。幸運的是，在過去幾年中，隨著CDMA和W-CDMA手機用功率放大器在功效方面取得顯著進步，上述問題已經得到了緩解。

　　在CDMA和W-CDMA系統，功率放大器的RF功率輸出并非總是最大。為最佳化蜂巢式容量(基地臺能同時處理的傳輸通道數量)，每支手機都要控制各自的RF輸出功率，以便基地臺接收到的有效訊號噪音比程度對每只手機而言都是相同的。

　　從特定區域內許多手機的RF輸出功率程度概率分布可知，一部標準的CDMA或W-CDMA手機的平均輸出功率為：郊區+10dBm左右；市內+5dBm左右。所以，提高功率放大器效率的一個有效目標并不是最大功率程度，而是在+5dBm到+10dBm之間尋找一個合適的范圍。

　　CDMA和W-CDMA功率放大器需要兩個供電電壓(見圖)。VREF為內部驅動器階和功率放大器階提供偏置，而VCC則用來偏置驅動器和功率放大器的集電極。透過調整這兩個電壓，設計人員能夠降低功率放大器的供電電流。

　　當RF發射功率為零時，功率放大器會自動將靜態電流拉到100mA(典型值)，而此時VREF和VCC分別為3V和3.4V。將VREF從3V 降到2.9V能使靜態電流降低大約20mA。

　F1：CDMA/W-CDMA手機功率放大器設計中需要兩個

　　供電電壓：Vref和Vcc?？赏高^調整這兩個電壓

　　減小功率放大器的工作電流。

　　所以，設計人員透過降低VREF可以在很大程度上減少功率放大器的靜態電流，但是要保證功率放大器的線性度和ACPR不低于規范要求。

　　降低VREF和VCC

　　如果我們掌握了經驗數值，能夠根據功率放大器的不同輸出功率程度提供所需最小的VREF電壓，那么就能主動地把VREF控制與放大器的功率控制過程結合起來。如果這種方法難度太高，我們可以簡單地對VREF進行兩階調控，分別對應于低功率模式(小于10dBm)和高功率模式(大于10dBm)。

　　為了透過基頻控制D/A轉換器對VREF進行調整，我們選用了一個具有大輸出電流能力和外部增益調節的低功率運算放大器。

　　在典型的無線手機中，功率放大器的VCC直接取自單單元鋰離子電池，因此VCC的工作范圍在3.2V到4.2V之間。如上所述，統計數據表明 CDMA和W-CDMA的功率放大器多數時間工作在+5到+10dBm的功率程度。

　　在這樣的程度下，設計人員可以在不損失功率放大器線性度的情況下顯著降低VCC，同時減少因集電極偏置過大產生的功耗。

　　在低功率程度的實驗測試表明，在集電極偏置持續低于0.6V的情況下，我們仍能保持與基地臺間的正常通訊。

　　透過一個特殊設計的高效dc/dc降壓轉換器可以為功率放大器集電極提供可變的偏置電壓。

　　我們可以利用基頻處理器的一個專門數位類比轉換器輸出來調整該降壓轉換器的輸出電壓。

　　控制功率放大器集電極電壓的dc/dc轉換器必須能對控制訊號做出快速響應。通常，在來自基頻處理器的模擬控制電平變化后的30微秒內，dc /dc轉換器的輸出電壓應該穩定在新設定電壓值的90%以內。

　　該轉換器晶片在其VCC控制輸入和對功率放大器集電極實施偏置的輸出電壓之間提供適當的內部增益。它還在高頻率進行開關動作以減小電感的大小。

　　在功率放大器和電池之間連接dc/dc轉換器會使一個問題變得突出，即在低電池電壓下需要高RF功率。為了提供+28dBm的RF功率同時維持功率放大器的線性度指標，制造商們推薦最小的VCC是3.4V。為了在3.4V電壓下保持35%的PAE，我們還需要高達530mA的功率放大器集電極電流。

　　+28dBm的RF功率：102.8 mW = 631mW

　　所需的功率放大器功率(VCC ICC)：631mW/(PAE/100)?1,803mW。

　　在VCC=3.4V時，所需的功率放大器電流(ICC)：ICC = 1,803mW/3.4V = 530mA。

　　為了支援3.4V的VCC和530mA的ICC，充當功率放大器電源的dc/dc轉換器要求有一定的輸入－輸出余量。

　　例如，如果該轉換器的內部P溝道MOSFET(PFET)的導通阻抗是0.4Ω，而電感阻抗是0.1Ω，那么在這兩個元件上的串聯壓降為 (0.4Ω+0.1Ω) 530mA = 265mV。所以，當電池電壓低于3.665V時，該dc/dc轉換器就無法支援3.4V的輸出。

　　在電池電壓低于3.665V的情況下，最好是將功率放大器集電極與電池短接。否則，就無法充分利用鋰離子電池的電量。

　　通常的解決方案是透過并聯一個低Rds的PFET，來旁路電感和內部PFET。這個旁路FRET(可內建或外接)在高功率模式下，將電池電壓直接連到功率放大器的集電極。為了同時滿足高RF功率和低電池電壓，必須采用這種旁路方法。

　　最佳化PAE

　　最佳化PAE的最佳做法是連續調整功率放大器集電極的偏置電壓。不過，這種方法需要工廠校準以及復雜的軟體，以確保在集電極偏置電壓連續變化的情況下，仍能具有良好的PA線性和ACPR。退而求其次的做法是對集電極偏置電壓做步進調整，通常是兩至四階。

　　例如，在一個四階系統中，包括的VCC值可能有：Vbatt、1.5V、1V和0.6V。該系統的總體效率幾乎可以與對功率放大器集電極偏置進行連續控制的系統相媲美，而且在低或中功率程度，電感只需要提供小于150mA的峰值電流。