自動增益控制（AGC）放大器利用了控制器件的非線性特征。它們的某些微分參數中的實分量大小會發生變化，這取決于它們的DC工作點的變化。一個典型例子就是硅PN結的VA特征，它導致了與通過的DC電流成正比的微分電導（參考文獻1）。在這種控制形式中，主要問題是控制元件的非線性傳遞特征，一旦被處理的電壓振幅超過毫伏級，該特征就會導致較大程度的非線性信號失真（參考文獻2）。

　　光敏電阻的VA特征在很大的電壓范圍內是線性的，將能勝任這項任務。對于100V或更高的信號振幅，普通光敏電阻保持了完美的線性。因此，放大控制器件可以是光耦合器，它的受控元件是光敏電阻。本例中的電路使用了某種輻射源，它的頻譜特征與光敏電阻的頻譜特征相符，并且如果可能的話，電路的輻射功率應該是驅動信號的線性函數。這類光耦合器已經商品化，但對于上述目的，屬性足夠好的光耦合器幾乎不存在。普通光敏電阻的頻譜特征接近人眼，其峰值靈敏度具有大約500 nm波長。因此白光或綠光LED是很好的備選品。為了獲得可能存在的最高靈敏度，該電路使用了白光HB（高亮度）LED。

　　圖1顯示了光耦合器的各個部件以及組裝后的器件。光耦合器由一個圓柱形容器（容納一端的標準5mm HB LED）和另一端的一個光敏電阻組成。一個不透明的絕緣密封圈防止外部光線進入器件。容器的拋光金屬內壁使得LED和光敏電阻之間的光損耗最小?？捎玫默F貨光敏電阻包括LDR 05、LDR 07，以及一種標準的白光5mm HB LED型L-53MWC*E，在20mA驅動電流時的輸出光通量為2500 mcd（參考文獻3）。

圖1，帶有HB LED和光敏電阻的金屬管構成了光耦合器（左）。

　　圖2顯示了使用LDR 07型光敏電阻的光耦合器的傳遞函數。該器件的輸出電阻可在100Ω至10MΩ范圍內變化，LED驅動電流范圍是34mA～0.1μA。即便對于大振幅信號，光敏電阻的線性VA特征也使它可以作為控制元件，甚至在需要較大信號電壓的情形中也可如此，比如當光敏電阻是某運算放大器的反饋回路的一部分時。圖2還表明：你可以獲得至少5個十倍程的線性輸出電阻變化，并且最大LED驅動電流處于普通單片運算放大器的允許輸出電流的限度內。

圖2，光耦合器在反饋回路中的對數響應產生了線性放大器響應。

　　這類放大器能控制相同范圍內的系統的總放大率，并且沒有額外的電流放大。由于光敏電阻的線性，因此得到的被處理信號的非線性失真程度幾乎完全是由于運算放大器的非線性導致的。在正常工作范圍內，系統的總線性會隨輸入信號振幅的增加而提高，這是因為負反饋數量會隨信號振幅的增加而增加。

　　圖3顯示了放大系統?；镜男盘柼幚砥骷欠聪噙\算放大器A1。它的反相連接使你能把從輸入到輸出的總放大率絕對值設為小于1的值，甚至能正確處理大于穩壓輸出值的輸入信號振幅。光耦合器IC1是系統的核心部件，它的輸出端光敏電阻作為A1的負反饋網絡的可變零件。在無信號狀況下，LED不照亮光敏電阻。因此它的電阻升至高值，這可導致DC擊穿和A1的靜態工作點的丟失。由于信號路徑是AC耦合的，可防止DC誤差值變得更大，因此這類狀況原則上無害。但是，當輸入端突然出現非零信號時，A1的開環放大倍數會把它放大，導致LED電流迅速上升。該作用幾乎將逐步使光耦合器的輸出電阻下降到一個足以恢復A1的DC工作點的值。AC耦合把該瞬態傳遞到輸出端，并且它可能會在自適應放大器之后的信號處理電路中導致一些問題。為防止該效應，應該把反饋電阻的最大值限制在一個合理值，比如47 MΩ，即R6的值。由于運算放大器帶有JFET輸入端，因此R6的值可以相當高。47 MΩ值是合理的折中值，把A1中的電壓放大率最大絕對值限制在大約82 dB。在選擇R6的值方面，限制因素是A1的噪聲和開環放大倍數。

圖3，自適應放大系統在反饋回路中設有光耦合器。

　　緩沖器A2把經過整流二極管的非線性負載和輸出信號隔離開，由此防止來自整流二極管的非線性負載使輸出信號失真。二極管D3和D4補償整流二極管D1和D2的閾值電壓，其中包括它的溫度系數。如果不需要把穩壓輸出電壓振幅設為一個比R4中的偏置電流所設的閾值更小的值，那么可以用短路代替D3 和D4，并省略R7。另外可以在A2中設置大于1的電壓放大率，來獲得一個比R4中的偏置電流所設閾值更小的穩壓輸出振幅。只需插入一個與D3/D4對串聯的額外電阻即可。

　　整流器使用肖特基二極管，它們的閾值電壓低于常規PN二極管。它們還具有很短的恢復時間，由此在很高的信號頻率保持相同的整流效率。整流器可作為全波電壓倍增器，甚至可為具有非對稱波形的信號提供峰到峰整流。整流器輸出端向A3（一個電壓至電流轉換器）饋電，后者驅動光耦合器中的LED。一個整流閾值調整偏置電流源連至電流傳感電阻R4。在此 情形中，R5模擬電流源，由此設置穩壓輸出電壓振幅。如果15V電源電壓不是完全穩定，則可從單獨的穩定來源獲得偏置電流。一個反極性二極管連接光耦合器的輸入端，來保護LED不受無信號狀況時的反向極化的影響。

　　該LED電流控制電路有一個重要的優點：它允許幾乎獨立地調整上沖和釋放時間。設計者可以通過可變電阻P1調整上沖時間，必要時使用更高值，此外還可以用P2調整釋放時間。使用的光敏電阻具有相當好的響應速度，并且對于多數實際要求而言，照明逐步變化時引入的延遲可以接受。

　　圖4 顯示了自適應放大系統的總響應。對于低于70 μV 有效值直到高于1.2V 有效值的輸入信號電壓，即超過85 dB的范圍內，輸出信號恒定在350 mV 有效值 ±1 dB。無信號輸出噪聲小于6 mV 有效值，因此在最壞情形中開始穩壓時，得到的SNR（即被處理信號的動態范圍）優于20 dB，并且隨著輸入信號電平的增加，它會成比例地改善。

圖4，放大系統在 0.1 mV至1 V 有效值輸入范圍內具有恒定輸出。

　　本設計遵循的關鍵參數是它的線性。由于光敏電阻的線性，以及非線性整流器負載與輸出端的隔離，因此增益控制引入的非線性可忽略不計。所以從原理來看，A1自身就決定了系統的總線性。

　　1 kHz時的輸出信號諧波分析帶來了更高的諧波，對于所有接近200 μV 有效值的輸入電壓，振幅小于A1的噪聲電平，對于接近1.5V 有效值的輸入電壓，則低于275 dB。非線性失真只是在較大的輸入振幅超出系統的穩壓范圍時才變得明顯，在2.5V 有效值輸入電壓時，使第二諧波增至-45 dB，第三諧波增至-40 dB。

　　在AGC的量程限度內，總傳遞線性會隨輸入信號振幅的增加而提高，這是因為送往A1的負反饋的程度會隨輸入信號振幅一起增加。在P1值為10 kΩ，P2為1 MΩ，并且輸入信號在100 μV至50 mV 有效值之間逐步變化時，上沖和釋放時間分別約為0.2秒和2秒。從1 kHz（輸入過驅超過10V 有效值）到完全的無信號靈敏度的恢復時間短于2分鐘。通過改變C4、C5、P1和P2的值，可以在很寬的范圍內調節所有這些時間間隔，P1設置上沖時間，P2設置釋放時間。

　　 參考文獻

　　1. Foit, Julius, "AGC amplifier features 60-dB dynamic range," EDN, Aug 4, 2005, pg 87.

　　2. Foit, Julius, "Logarithmic Processing Amplifier," Proceedings of the Fifth WSEAS International Conference on Microelectronics, Nanoelectronics, Optoelectronics, March 2006, pg 6.

　　3. Opto-isolator Cata-logue, Tesla Blatná.