目前，中、大功率開關電源的主回路基本上都是采用全橋變換器結構，其相應的軟開關工作方式有三種，即零電壓開關(ZVS)、零電流開關(ZCS)和零電壓零電流開關(ZVZCS)。ZVS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現零電壓開關且存在變壓器副邊電壓占空比丟失，ZCS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現零電流開關且存在變壓器副邊輸出電流占空比丟失，這兩種電路拓撲自身的局限限制了其進一步發展的空間，雖然采用輔助電路在一定程度可以改善其特性，但是增加了元器件和電路的復雜性，而且在高頻下還會引入干擾。ZVZCS軟開關工作模式基本上克服了ZVS和ZCS軟開關模式的固有缺陷，使全橋變換器的超前臂實現ZVS，而滯后臂實現ZCS，在中、大功率開關電源中具有廣闊的應用前景。為此，本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1．2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析

　　 在設計制作的1．2kW(480V／2．5A)的軟開關直流電源中，其主電路為全橋變換器結構，四只開關管均為MOSFET(1000V／24A)，采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現ZVS、滯后臂開關管實現ZCS，電路結構簡圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實現滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　 其基本工作原理如下：

　　 當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4，而是根據輸出反饋信號決定的移相角，經過一定時間后再關斷VT4，在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　 由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2，則VT2即是零電壓開通。

　　 當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。

　　 關斷VT4以后，經過預先設置的死區時間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　 VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3，則VT3即是零電流關斷，經過預選設置好的死區時間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　 這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　2 基于UC3875的主控制回路設計

　　 為了實現主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大，再經高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經過驅動電路驅動MOSFET開關管。整個控制系統所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz，死區時間設置為1．5μs，采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2．5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平，對電路實現保護。

　　 圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1．3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V／一5V的雙極性驅動脈沖，保證開關管的穩定開通和關斷。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　3 仿真與實驗結果分析

　　 PSpice是一款功能強大的電路分析軟件，對開關頻率70kHz的ZVZCS軟開關電源的仿真是在PSpice9．1平臺上進行的。

　　 實驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲，阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120，其反向恢復時間在100ns以內，滿足70kHz開關頻率的要求。開關管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關管，這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管，其反向恢復時間約250ns，因此主回路中超前橋臂無需另外再接反并超快恢復二極管，VD1、VD2就利用開關管自身的反并二極管已滿足要求，C1、C2利用開關管的結電容，其容值大約為8．2nF。根據實驗樣機的要求以及相關計算，制作主變壓器時，原、副邊變比選為1：2．6，主變壓器的設計采用了AP法，結合實際制作過程中的反復實驗，最后選擇型號為EE55的軟磁鐵氧體磁心作為主變壓器的磁心，原邊10匝，副邊26匝，導線均為多股漆包線，繞制方式：最里層副邊13匝、中間層原邊10匝、最外層副邊13匝，變壓器原邊電感222μH、漏感1．8μH，副邊電感1490μH、漏感9．2μH。副邊輸出電感的設計同樣采用AP法，鐵心采用EI型的軟磁鐵氧體，多股導線并繞。

　　 圖5是超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形，可見超前臂開關管完全實現了ZVS開通，VT1、VT2關斷時是依賴其自身很小的結電容來實現的，從圖中可以看出，關斷時也基本實現了ZVS關斷。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　圖片看不清楚？請點擊這里查看原圖（大圖）。

　　 圖6是滯后橋臂開關管驅動電壓與電流波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形；圖7是滯后臂開關管管壓降與電流波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開關管VT3、VT4很好地實現了ZCS關斷，關斷時開關管電流已經為零；滯后臂開關管完全開通之前，開關管電流也幾乎為零，基本實現了ZCS開通。而且滯后橋臂開關管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實現ZCS開關。

　　 圖8是兩橋臂中點之間的電壓Uab的波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個方波。當Uab=0時，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動，從而實現了滯后橋臂的ZCS開關。

　　4 結論

　　 本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點并詳細分析了采用串聯阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關工作特性的基礎上，設計了一臺1．2kW、開關頻率70kHz的全橋軟開關直流電源，并應用PSpice軟件進行了仿真，實驗結果與仿真結果基本符合。實驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡單可靠，電源主電路開關管均實現了軟開關，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關模式的缺點，可有效減小開關管開關過程引起的損耗，有利于提高電源開關頻率，減小電源體積和重量。