引言

　　在低壓大電流場合中，推挽" title="推挽">推挽電路以其結構簡單、磁芯利用率高的優點而得到了廣泛應用。但是，傳統的推挽電路存在如下幾個缺點：

　　1）由于原邊漏感" title="漏感">漏感的存在,功率管關斷" title="關斷">關斷時,漏源極產生較大的電壓尖峰；

　　2）輸入電流紋波的安秒積分大，因而輸入濾波器的體積較大。

　　本文在傳統推挽電路的基礎上增加了一個箝位電容，便可以解決上述傳統電路存在的兩個缺點。

　　1 推挽正激電路工作原理

　　如圖1所示，該變換器的兩個主功率開關管" title="開關管">開關管V1及V2和兩個匝數均為Np的初級繞組Tp1及Tp2交替連接成一個回路，在回路的兩個中點之間連接一個箝位電容C。Cin為輸入電容,Dv1及Dv2為兩個主功率開關管寄生的反并二極管。D1及D2組成雙半波整流電路。

　　電源正極→Tp2→C→Tp1→電源負極構成一個回路。忽略變壓器漏感則加在變壓器原邊兩個繞組的電壓之和為零，C上的電壓為Uin，下正上負。另外一個回路為電源正極→V1→C→V2→電源負極。根據基爾霍夫電路定律可得

　　Uds1＋Uds2=Uin＋Uc=2Uin

　　因此，當某一開關管導通時，另一開關管的電壓被箝位在2Uin；當兩個開關管均關斷時,開關管電壓各為Uin。

　　在分析推挽正激電路工作模態前，做如下設定：

　　1）V1，V2，D1，D2均為理想器件，導通壓降忽略不計；

　　2）C較大，在工作過程中兩端電壓保持Uin基本不變；

　　3）濾波電感Lf較大，在較短的時間內可以視為恒流源，電流維持不變；穩態時輸出電流Io=Uo/R；

　　4）原邊繞組匝數同為Np，勵磁電感和漏感均相同為Lm、Lσ，副邊匝數同為Ns，匝比n=Ns/Np；

　　5）開關周期Ts，V1及V2每個周期開通時間均為ton，V1及V2工作的占空比均為D=ton/Ts；

　　圖2為推挽正激電路工作原理波形圖" title="波形圖">波形圖，一共分為8個工作模態。

　　1）[t1－t2] 在t1之前V1及V2都是關斷的，輸入電流沿電源正極→Tp2→C→Tp1→電源負極回路環流工作，環流為Ia=nDIo[1]（具體分析在第2節中給出）。原副邊繞組電壓為0，D1及D2同時導通。t1時刻V1開通，Uin加在Tp1的漏感上，i1快速增加；Uc加在Tp2的漏感上，i2迅速減小并反向增大。相應的，在副邊流過D1電流iD1增大，流過D2的電流iD2減小。t2時刻，D2截止iD2=0。此模態等效電路圖如圖3（a）所示，持續時間為

　　式中：iLfmin為t1時刻濾波電感電流。

　　2）[t2－t3] 當D2截止時，該工作模態開始工作，Uin加在Tp1的勵磁電感和漏感上，Uc加在Tp2的勵磁電感和漏感上，各承擔勵磁電流和負載電流變化率的一半，這時初級相當于兩個單端正激電路并聯工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模態如圖3（b）所示，持續時間為

　　3）[t3－t4] t3時刻，V1關斷，該工作模態開始工作。在此之前i1始終大于i2，因此，在V1關斷瞬間V2的反并二極管Dv2導通。同時，流過D1的電流iD1減小，流過D2的電流iD2從零開始增加，副邊繞組短路工作。電容電壓Uc加在Tp1的漏感上，Uin加在Tp2的漏感上，i1迅速減小，i2迅速增加。

　　當i1=i2時該工作模態結束。等效的工作模態電路如圖3（c）所示，持續時間為

　　式中：iLfmax為t3時刻濾波電感電流。

　　4）[t4－t5] 在此期間，V1和V2都關斷。漏感平均電流（環流）Ia經過電源正極→Tp2→C→Tp1→電源負極回路流動。由于電源電壓和箝位電容電壓相等，加在原邊兩個繞組上的電壓均為零，則環流Ia保持不變。等效的工作模態如圖3（d）所示，持續時間為

　　5）[t5－t9] t5時刻，V2導通開始下半個周期的工作，工作模態和上半個周期相同，只是勵磁電流的方向相反，完成變壓器的去磁。

　　2 環流分析

　　設該推挽正激變換器的功率損耗為零，根據系統能量守恒定律可得，在半個周期Ts/2內電源輸入功率為

　　為了分析問題的簡便，我們假設以下理想條件成立：

　　1）原邊兩個繞組換流瞬間完成，即

　　Δt1－2=0，Δt3－4=0；

　　2）勵磁電感Lm和濾波電感Lf較大，勵磁電流為零，Lf可以看作恒流源，求得

　　由此可見，當電路的工作占空比D大，原邊環流時間短，環流量值較大；隨著輸出功率的增加，環流值也增大。

　　3 主要參數對電路工作的影響分析

　　3.1 箝位電容C的作用與選取

　　3.1.1 箝位電容的兩個主要作用

　　1）抑制開關管關斷電壓尖峰如圖1所示，在V1關斷時，由C給變壓器原邊漏感提供一個Dv2→C→Tp1的低阻抗能量釋放回路。將V1的漏源極電壓箝位在Uin＋Uc，使開關管的電壓尖峰得到了有效的抑制。箝位電容C在開關管全關斷時儲存電能，在導通時將能量釋放給負載，理論上，無能量損耗。

　　2）減小輸入濾波器體積與傳統的推挽電路相比，推挽正激電路中的箝位電容為開關管關斷期間提供一個續流回路。正是由于續流回路的存在使推挽正激電路工作的輸入電流紋波的安秒積分較其它拓撲小。因此，可以減小輸入濾波器的體積。

　　3.1.2 箝位電容的選取

　　根據前文的分析，箝位電容C的電壓脈動Δuc是由環流期間的充電量決定的，即

　　電路工作周期Ts、最大負載電流Io、變壓器匝比n在設計前就已經確定了。在工程實際中，選取Δuc=20％Uin，因此，根據占空比D的工作范圍可以計算出所需的電容值。同時，為了減小電容ESR的影響，一般采用多個薄膜電容并聯的方案。

　　3.2 變壓器漏感對PPF工作的影響

　　對于理想的變壓器，變壓器的漏感Lσ=0，無論哪個功率管關斷時，變壓器繞組電流瞬間減小到0，在兩個開關管均關斷期間無環流。實際上，任何變壓器都存在漏感，在推挽正激電路中，兩個開關管均關斷瞬間，原邊漏感的能量通過Uin正極→Tp2→C→Tp1→Uin負極回路給C充電形成環流，在箝位電容上產生了電壓脈動。同時,減小原邊漏感可以減小功率管開通時的換流時間，即減小了占空比的丟失,從而提高了變壓器的利用率,減小了電路工作的損耗。

　　從以上分析可見，減小漏感可以提高系統的效率。因此，變壓器常采用原副邊間繞的方法來減少漏感的值。

　　4 仿真和實驗

　　4.1 仿真分析

　　基于以上分析，對PPF的工作進行了原理性的仿真，仿真主電路如圖1所示。仿真主要參數為：Uin=28V，C=70μF，n=6，Io=10A，Lf=160μH，Cf=680μF/400V×2，Ts=20μs。

　　圖4為輸出電流Io=10A，占空比D分別為0.1、0.25、0.4時對應的箝位電容C的電壓脈動Δuc仿真波形圖。由圖4可知，當D=0.25時Δuc最大。

　　圖5為輸入電流仿真波形，其中圖5（a）為原邊激磁電感Lm=12μH，漏感Lσ=0.05μF時仿真波形圖;圖5（b）為原邊激磁電感Lm=12μH，漏感Lσ=0時仿真波形圖。仿真結果表明，Lσ=0時輸入電流不存在環流過程。

　　4.2 實驗結果

　　根據有關技術要求，研制出了一臺輸入DC24V～32V，輸出DC120V的2kWDC/DC變換器。系統參數為：開關頻率fs=50kHz；主功率開關管為IXTK180N15；整流二極管為DSEP60－06A；箝位電容C=70μF；濾波電感Lf=160μH；濾波電容Cf=680μF/400V×2；主變壓器匝比n=6，磁芯為EE55×2。

　　圖6為額定負載下實驗波形圖，其中圖6（a）是原邊繞組電流波形圖（ch1為開關管V1驅動信號波形，ch2為開關管V2驅動信號波形，ch3為繞組Tp1電流波形i1，ch4為繞組Tp2電流波形i2）；圖6（b）是開關管漏源極波形圖（ch1為開關管V1的驅動信號，ch2為開關管V1源漏極電壓波形，ch3為開關管V2的驅動信號，ch4為開關管V2源漏極電壓波形）。圖6實驗波形驗證了上述理論分析的正確性。

　　圖7為在相同Io（=16A），不同Uin與不同D時原邊繞組電流和箝位電容電壓脈動波形圖（ch3為繞組Tp1電流波形i1，ch4為繞組Tp2電流波形i2，ch1為箝位電容電壓脈動Δuc波形）。實驗波形充分說明了第2節環流分析和第3.1.2節中箝位電容選取原則的正確性。

　　圖8為2kW DC/DC變換器效率分布曲線，該變換器的效率可達93.2％。圖9為變換器實物圖。

　　5 結語

　　仿真分析和實驗結果驗證了理論分析和公式推導的正確性，表明推挽正激電路應用于該變換器中具有以下優點：

　　1）抑制了開關管漏源極電壓尖峰，降低了開關管的電壓應力和功率損耗[5]，整機效率高；

　　2）變壓器雙向磁化，磁芯利用率高；

　　3）輸入電流紋波安秒積分較其它拓撲小，減小了輸入濾波器體積。

　　該變換器尤其在低壓大電流場合中具有較高的工程實用價值。